一种具有高动态响应高精度的DCM控制电路及其控制方法与流程

发电;变电;配电装置的制造技术一种具有高动态响应高精度的dcm控制电路及其控制方法技术领域1.本发明涉及电子领域，具体涉及dc-dc变换器的控制电路、控制方法及变换器。背景技术：2.dc-dc直流电源广泛应用于现代家电类，消费类以及工业类等电子设备领域。功率开关管结合环路补偿电路的应用为低压小功率dcdc电源的常用设计方式。这类应用领域通常要求dcdc直流变换器有足够快的动态响应和满足一定要求的输出电压精度。为了提高动态响应，一般采用峰值电流控制模式，如图1所示，即采用峰值电流il采样和输出电压反馈vfb双闭环控制方式，电流控制内环1通常需要用较为复杂的斜坡补偿器以抑制次谐波振荡，输出电压反馈外环2的信号补偿则需要较大的电容量的电容，即用大容量的片内补偿电容，此类用于当做环路补偿的片内补偿电容在ic设计中需占据较大的硅片面积。3.现有技术中通过采用cot(constant on time)导通时间控制模式以取代峰值电流控制模式。相较峰值电流控制模式，cot控制模式提高了输出电压的动态响应，减少了输出电容的体积。然而cot控制模式需解决低dcr输出电容带来的稳定性问题，且cot控制架构使用参考比较器输出来触发定时脉冲发生器，而非使用固定频率的时钟，其脉冲出现的频率由输出负载电流决定，在具有稳定输出要求的连续导通模式下，cot控制以近似固定的频率运行。但在负载电流由低向高的跳变过程中，cot的定时脉冲发生器输出高频脉冲以最大限度地减少输出电压跌落，直至达到正常的输出电压，脉冲频率降低到维持稳定的调节输出电压所需的水平，因此cot控制模式需额外解决如何保持频率恒定的问题。4.对于低成本辅助性dcdc电源而言，这些控制架构显得十分复杂，环路补偿电路规模也并不会随着功率等级降低而减少。技术实现要素：5.针对现有技术中的一个或多个问题，本发明的一个目的在于提供用于解决上述至少部分缺陷的方法。6.在至少一方面，本发明提供一种dc-dc变换器的控制电路，用于控制主功率电路中的输出，控制电路包括：误差消除电路，根据误差控制信号与第一电压参考信号产生第二电压参考信号，以消除环路补偿电路的控制误差；环路补偿电路，根据所述第二电压参考信号和所述主功率电路的电压反馈信号生成所述误差控制信号；开关控制电路，基于误差控制信号控制所述主功率开关管，以控制所述主功率的电路输出电压。7.进一步地，所述环路补偿电路包括放大电路，其第一输入端接收所述第二电压参考信号，其第二输入端接收所述电压反馈信号，其输出端产生误差控制信号。8.进一步地，所述放大电路是跨导放大电路，其第一输入端为同相输入端，接收所述第二电压参考信号，其第二输入端反相输入端，接收所述电压反馈信号，所述跨导放大电路输出端耦接第一电阻，跨导放大电路的输出端产生与所述电流采样信号峰值成正向关系的误差控制信号。9.进一步地，所述误差消除电路的增益值反映所述环路补偿电路中跨导放大电路跨导与所述第一电阻乘积的倒数。10.进一步地，所述主功率电路的主功率开关管的导通时间与所述误差控制信号的变化趋势相同。11.进一步地，所述开关控制电路包括比较电路和触发电路，比较电路用于将所述误差控制信号和所述主功率电路的电流采样信号比较以产生所述触发电路复位端的触发信号，以调节所述主功率开关管的导通时间，所述比较电路的置位端接收时钟信号。12.进一步地，所述误差消除电路包括：增益电路，对所述误差控制信号进行增益控制产生增益；以及，加法器，将所述误差控制信号或所述误差控制信号的增益信号和所述第一电压参考信号叠加产生所述第二电压参考信号；13.进一步地，误差消除电路进一步包括：滤波器，对所述误差控制信号进行低频滤波。14.进一步地，所述滤波器为开关电容滤波器，根据所述触发电路复位端中触发信号调节所述开关电容滤波器中至少一个开关管的导通或关断。15.进一步地，所述加法器为四输入运算放大电路，第一同相输入端接收经过滤波隔离处理的误差控制信号，所述第一同相输入端与第一反相输入端之间跨接第二电阻后通过第三电阻接地，第三同相输入端接收所述第一电压参考信号vref，第四反相输入端与加法器输出端耦接，输出第二电压参考信号作为所述跨导放大电路的同相输入端的输入信号。16.在至少一个其他方面，本发明总体上描述了一种直流电源电路，包括上述dc-dc变换器的控制电路和主功率开关管。17.进一步地，所述直流电源电路工作于断续电流模式。18.在至少另一其他方面，本发明还提供了一种dc-dc变换器的控制方法，包括：根据误差控制信号与第一电压参考信号产生用于消除环路补偿电路控制误差的第二电压参考信号；以及，根据第二电压参考信号与主功率电路的电压反馈信号生成的误差控制信号，根据误差控制信号控制主功率电路中主功率开关管，以控制主功率电路的输出电压。19.进一步地，其中根据误差控制信号与第一电压参考信号产生用于消除环路补偿电路控制误差的第二电压参考信号的步骤包括：将误差控制信号进行增益计算获得增益信号；以及20.将增益信号与第一电压参考信号进行加法运算获得第二电压参考信号，或将误差控制信号与第一电压参考信号相加后经过增益计算获得第二电压参考信号。21.进一步地，其中根据误差控制信号与第一电压参考信号产生用于消除环路补偿电路控制误差的第二电压参考信号的步骤进一步包括：对误差控制信号进行低频滤波。22.进一步地，所述误差控制信号和所述电流采样信号比较后生成接入触发电路复位端的触发信号，使触发电路控制所述主功率开关管的导通时间，以控制主功率电路的输出电压。23.在至少另一其他方面，本发明还提供了一种直流电压变换器，包括至少部分上述dc-dc变换器的控制电路电路，应用于直流直流电压变换器。24.本发明提供的dc-dc变换器的控制电路，电路体积较小，有效降低了系统复杂度和成本，简化了系统的控制电路，减小了电路体积，且具有快速的动态响应，确保控制电路的输出电压高精度稳定在所设定电压误差允许范围内。附图说明25.通过以下参考附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：26.图1为现有技术的峰值电流控制模式电路原理图。27.图2为本发明第一实施例dc-dc变换器的控制电路系统框图。28.图3为本发明第二实施例dc-dc变换器的控制电路系统框图。29.图4为本发明第三实施例dc-dc变换器的控制电路原理图。30.图5为本发明第四实施例dc-dc变换器的控制电路原理图。31.图6为未加误差消除电路时的相关联信号基于时间的曲线图。32.图7为本发明可能实施方式的控制系统相关联信号基于时间的曲线图。具体实施方式33.为了进一步理解本发明，下面结合实施例对本发明优选实施方案进行描述，以下详细描述，陈述众多特定细节以便提供对本发明技术的透彻理解，可在不具有这些特定细节情况下实施本发明。应注意，以框图形式展示结构及装置以便避免使本发明模糊。34.该部分的描述只针对几个典型的实施例，本发明并不仅局限于实施例描述的范围。本发明文中对所述一个实施例或一实施例的提及意指结合所述实施例所描述的特定特征、结构或特性包含于本发明的至少一个实施例中。本发明说明书中短语“在一个实施例中”的出现未必全部指代同一实施例，单独或替代实施例与其它实施例并非相互排斥。35.说明书中的“耦接”包含直接连接，也包含间接连接，如通过电传导媒介如导体的连接，其中该电传导媒介可含有寄生电感或寄生电容。还可包括本领域技术人员公知的在可实现相同或相似功能目的的基础上通过其他有源器件或无源器件的连接，如通过开关、跟随电路等电路或部件的连接。36.低压小功率直流电源电路在实际应用中，通常负载电流较小，输出占空比一般小于50％，主功率电路的电感电流il的幅值较小，因此电感il电流纹波的影响可以忽略，主功率电路可以简化为由输出电容和负载构成极点的一阶系统。此类直流电压变换器即使工作在电感电流断续模式dcm(discontinuous conduction mode)下也不容易产生谐波振荡问题，从而不需要采用复杂的斜坡补偿电路。采用比例补偿方式不仅能让系统获得快速的动态响应特性，还可以省去环路补偿电路中补偿电容，简化了控制电路，减小电路体积。37.本发明描述了一种用于dc-dc变换器的控制电路和方法，应用于直流电压变换器中对输出电压进行稳定性调整，特别是用于转换器电路以dcm模式向负载递送电压时。所公开的电路和方法可被用于直流电压变换器的主功率电路是buck、boost、buck-boost、flyback等不同直流电压变换电路中。38.本发明所公开的电路和方法的低压小功率直流电源提供体积小、简化系统的控制电路。在输入或负载变化时，可为变换器提供快速的动态响应的控制信号，确保直流电压变换器在输入或负载变化时输出的电压高精度稳定在所设定电压误差允许范围内。39.图2是本发明第一实施例的用于dc-dc变换器的控制电路系统框图。如图2所示，本实施例应用于直流电压变换器用于dc-dc变换器的电路系统框图。在本实施例中，使用dcm控制模式以控制dc-dc变换器的输出电压值。控制电路100包括开关控制电路20、环路补偿电路30和误差消除电路40，以对dcm主功率电路10进行控制。主功率电路10可以为buck、boost、buck-boost、flyback等不同直流电压变换电路中的任一种，主功率电路10包括至少一主功率开关管，其中主功率开关管可以是mos、igbt、bjt、sic、gan等功率开关管。开关控制电路20控制主功率开关管的开关状态，开关控制电路20包括触发电路和放大电路，放大电路的反相输入端与主功率电路耦接，接收主功率电路10的电流采样信号il，同相输入端与环路补偿电路30的输出耦接，接收环路补偿电路30生成的误差控制信号vcomp。当电流采样信号il峰值达到误差控制信号vcomp幅值时，触发电路产生关断主功率开关管的信号，触发电路的复位端r与放大电路的输出耦接，触发电路的置位端s接收时钟信号clk。开关控制电路20根据误差控制信号vcomp、主功率电路的电流反馈信号il和时钟信号clk，在其输出端产生驱动主功率电路10的主功率开关管开通或关断的控制信号，以控制主功率开关管的导通时间，以控制主功率电路10的输出电压vout，以使输出电压vout输出电压高精度稳定在所设定电压误差允许范围内。40.误差消除电路40至少包括两个输入端，其中一输入端接收第一电压参考信号vref，另一输入端接收环路补偿电路30输出的误差控制信号vcomp，使误差消除电路40输出端产生消除环路补偿电路30控制误差的第二电压参考信号vref_buf。环路补偿电路30的一输入端与误差消除电路40输出端耦接，接收第二电压参考信号vref_buf，另一输入端与主功率电路10输出端耦接，以接收主功率电路10的电压反馈信号vfb，使环路补偿电路30输出端产生误差控制信号vcomp。根据误差消除电路40中参数的设计，基于误差控制信号vcomp与第一电压参考信号vref的误差对误差控制信号vcomp进行补偿，提高了误差控制信号vcomp的响应精度，主功率电路10的输出电压vout可以被控制在精度较高的幅值内，不仅保证了系统在输入变化、负载波动或其它扰动时能够获得快速的动态响应，使主功率电路10的输出电压高精度稳定在所设定电压误差允许范围内。驱动主功率开关管开通或关断的驱动信号由触发电路生成，触发电路的控制信号包括固定频率的时钟clk信号，主功率电路10可以工作在频率恒定模式，无需额外进行频率恒定的调整。其中，所述主功率电路10的主功率开关管的导通时间与误差控制信号vcomp的变化趋势相同。如主功率电路10的电压反馈信号vfb减小时，误差消除电路40输出的误差控制信号vcomp被配置为增大，主功率开关管跟随误差控制信号vcomp的增大其导通时间变长，使主功率电路的输出电压vout恢复至所设定电压误差允许的范围内。41.图3是本发明第二实施例的dc-dc变换器的控制电路系统框图。第二实施例是第一实施例的其中一个实施例，但并非仅限于此实施方式。42.图3中的控制电路200中，环路补偿电路40包括放大电路，放大电路第一输入端接收第二电压参考信号vref_buf，放大电路的第二输入端接收所述电压反馈信号vfb，输出端产生与所述电流采样信号il的峰值成正向关系的误差控制信号vcomp。43.进一步的所述放大电路是跨导放大电路31，其第一输入端为同相输入端，接收所述第二电压参考信号vref_buf，其第二输入端为反相输入端，接收电压反馈信号vfb，跨导放大电路输出端耦接第一电阻r后接地。跨导放大电路31输出端放大后的电流经所述第一电阻r产生与电流采样信号峰值成正向关系的误差控制信号vcomp。跨导放大电路可通过简单结构实现信号减法运算，让控制电路简单。进一步的，环路补偿电路也可以由其它减法电路和增益电路构成，并不仅仅限于上述所举例范围。44.进一步的，通过下述公式计算误差控制信号vcomp：[0045]vcomp＝(vref_buf-vfb)·gm·r[0046]上述公式中，gm表示跨导放大电路跨导。即，[0047][0048]从上述公式可知，在第二电压参考信号vref_buf是固定值时，电压反馈信号vfb的控制误差取决于vcomp/gmr。而主功率电路是由输出电容和负载构成的极点一阶系统，不存在不稳定性问题。为使输入变化、负载波动或其它扰动时主功率电路输出电压vout快速恢复至一定幅值内，即与输出电压同步变化的电压反馈信号vfb恢复至稍小于略小于第二电压参考信号vref_buf时，gm*r需取值足够大以抵消vcomp的变化。可见本实施例中，系统的动态响应速度快，电路系统处于较为优异的响应速度状态，且主功率电路应用在小功率管直流变换器中，纹波的影响可以忽略，主功率电路用电感电流断续模式dcm控制而不需额外增加斜坡补偿，简化了控制电路，减小了电路面积。但在实际电路中，gm*r无法取值无限大，因此在不进行补偿情况下始终存在误差。[0049]图6示出了未加误差消除电路时的相关联信号基于时间的曲线图。如图所示，主功率变换器采用dcm模式实现峰值电流控制，并通过误差控制信号vcomp控制主功率开关管m的导通时间。在输入或负载处于稳定状态时，主功率电路的电流采样信号il和误差控制信号vcomp稳定在特定幅值内不变，触发电路在置位端s和复位端r分别输入的固定的时钟信号clk和放大电路输出信号控制下生成特定频率的pwm控制信号，主功率开关管m在pwm控制信号控制下导通或关断。负载瞬时变大时，主功率电路输出电压vout减小，电压反馈信号vfb跟随着减小，电压反馈信号vfb经过环路补偿电路30运算产生跟随电压反馈信号vfb减小而同步增大的误差控制信号vcomp。随着误差控制信号vcomp幅值上升，所生成的pwm控制信号ton的时间变长，主功率开关管m在该pwm控制信号控制下导通时间增长。仅仅环路补偿电路30无法使电压反馈信号vfb幅值恢复至原始幅值，且负载越大，差值越大。可见，在不进行补偿情况下虽可获得快速动态响应的控制信号，但始终存在稳态误差。[0050]为消除该稳态控制误差，本发明引入误差消除电路40。[0051]进一步地，误差消除电路30包括加法器42、增益电路41和滤波器43，误差消除电路30将误差控制信号vcomp和第一电压参考信号vref叠加产生第二电压参考信号vref_buf。上述技术方案表达式为：[0052]vref_buf＝vref+k·vcomp[0053]结合以上两个计算公式，[0054][0055]上述式中，k表示误差消除电路30增益电路41增益。[0056]可见，当时，电压反馈信号vfb幅值跟随第一电压参考信号vref幅值变化并接近相等，此时误差控制信号vcomp大部分消除或被完全补偿，即误差控制信号vcomp的控制误差大部分消除或被完全消除。在实际应用中，将误差消除电路中增益电路的增益与环路补偿电路中跨导放大电路131跨导gm与所述第一电阻r1乘积倒数相等时，由于系统参数设计无法精确控制，在正反馈电路中，增益电路增益k与跨导gm与所述第一电阻r1乘积倒数相等时，系统受外界因素或其它干扰影响很容易出现正反馈过补偿而不稳定，因此误差消除电路140的增益值k可以为小于或略小于(即增益值k小于并接近)环路补偿电路中跨导放大电路131跨导gm与所述第一电阻r乘积的倒数，即误差消除电路的增益值反映环路补偿电路中跨导放大电路跨导与所述第一电阻乘积的倒数。可见在本发明中，通过在dcm模式下采用环路补偿方式，系统的动态响应速度快，在误差补偿电路控制下，主功率电路在输入或负载变化时输出的电压可高精度稳定在所设定电压误差允许范围内，不需要借助大电容补偿即可实现输出电压的精确控制。且主功率电路应用在小功率管直流变换器中，纹波的影响可以忽略，主功率电路用电感电流断续模式dcm控制而不需额外增加斜坡补偿，简化了控制电路，减小了电路体积。[0057]因误差消除电路是前馈型正反馈补偿电路，容易对电路系统的稳定性产生不利影响，可通过滤波器43滤波以消除误差控制信号vcomp对电路系统的影响。具体的，在环路补偿电路30输出端与增益电路之间串接滤波器43，经滤波后的vcomp由增益电路增益控制后产生的增益信号与第一电压参考信号vref通过加法器叠加产生第二电压参考信号vref_buf。[0058]另一方面，误差控制信号vcomp也可以先与第一电压参考信号vref叠加后，经过增益电路增益控制再经过滤波器43滤波处理；或，误差控制信号vcomp先经过增益电路增益控制后与第一电压参考信号vref叠加，再经过滤波器43滤波处理。即，在本发明中，增益电路、滤波电路和加法电路三者之间无前后位置顺序限制。[0059]图7示出了本发明可能实施方式的控制系统相关联信号基于时间的曲线图。如图所示，主功率变换器采用dcm模式实现峰值电流控制，并通过误差控制信号vcomp控制主功率开关管m的导通时间。在输入或负载处于稳定状态时，主功率电路的电流采样信号il和误差控制信号vcomp稳定在特定幅值内不变，触发电路在置位端s和复位端r分别输入的固定的时钟信号clk和放大电路输出信号，以在触发电路输出端产生特定频率的pwm控制信号，主功率开关管m在pwm控制信号控制下导通或关断。以负载瞬时变大为例，此时主功率电路输出电压vout减小，即与输出电压同步变化的电压反馈信号电压反馈信号vfb跟随着减小，经过环路补偿电路30运算产生跟随电压反馈信号vfb的减小而同步增大的误差控制信号vcom。随着误差控制信号vcomp幅值上升，主功率开关管m在该pwm控制信号控制下导通时间ton增长，输出电流上升以对电压反馈信号vfb的跌落增加补偿。另一方面，通过误差消除电路促使第二电压参考信号vref_buf增大，进一步补偿电压反馈信号vfb，使电压反馈信号vfb稳定幅值与第一电压参考信号vref_幅值保持一致，主功率电路10的输出电压vout可以被控制在精度较高的幅值内，不仅保证了系统在输入变化、负载波动或其它扰动时能够获得快速的动态响应，使主功率电路10的输出电压高精度稳定在所设定电压误差允许范围。[0060]图4是本发明第三实施例的dc-dc变换器的控制电路系统框图。本实施例主功率电路是降压变换器110。第三实施例是第二实施例或第一实施例的其中一个实施例，但并非仅限于此实施方式。[0061]本实施例中控制电路300中，降压变换器110可包括主功率开关管m1,电感l1和二极管d1，降压变换器110被配置为接收输入电压vin并且向负载输出恒定的，电压vout的精度要求。例如，在输入变化、负载波动或其它扰动时，开关控制电路120向主功率开关管m1施加脉宽调制信号pwm，以使向主功率开关管m1在pwm信号控制下导通或关断，主功率开关管m1导通时间由误差控制信号vcomp控制，即误差控制信号vcomp决定主功率电路的占空比或峰值电流信息。主功率开关管m1跟随误差控制信号vcomp的增大其导通时间变长，使主功率电路110的输出电压高精度稳定在所设定电压误差允许范围。[0062]开关控制电路120生成pwm控制信号控制主功率开关管m1的开关状态，包括触发电路122和比较电路121，比较电路121的反相输入端与主功率电路110耦接，接收主功率电路110的电流采样信号il，同相输入端与环路补偿电路130的输出耦接，接收环路补偿电路130生成的误差控制信号vcomp。触发电路122的复位端r与比较电路121的输出端耦接，比较电路121用于将所述误差控制信号vcomp和所述主功率电路的电流采样信号il比较以产生所述触发电路复位端r的触发信号，触发电路122的置位端s接收时钟信号clk。开关控制电路120根据误差控制信号vcomp、主功率电路110的电流反馈信号il和时钟信号clk，在其输出端产生驱动主功率电路110的主功率开关管m1开通或关断的pwm控制信号，以控制主功率开关管m1的导通时间。[0063]触发电路122置位端s接收固定频率的时钟信号clk，复位端r接收到复位信号时，主功率开关管m1导通，电感电流il线性上升。当电流采样信号il峰值达到误差控制信号vcomp幅值时，触发电路122驱动主功率开关管m1关断，使电流采样信号il峰值恒定，确保输出平均电流以使降压变换器110输出电压vout快速调整到所设定电压误差允许范围。[0064]本发明中，误差消除电路140还可以包括加法器、增益电路、滤波器和隔离电路，误差消除电路140将误差控制信号vcomp和第一电压参考信号vref叠加产生第二电压参考信号vref_buf。[0065]在一些实施例中，进一步地，误差消除电路140中滤波器为低频滤波器，以对误差控制信号vcomp进行低频滤波，可以为普通一阶rc滤波器或其它一阶滤波器。[0066]在本发明中，低频滤波器较优的为开关电容滤波器，开关电容滤波器被配置为根据rs触发电路122置位端s中同频时钟信号clk以调节所述开关电容滤波器中至少一个开关管的导通或关断。[0067]进一步地，开关电容滤波器包含两个开关管。本实施例中开关电容滤波器包括开关管s11、开关管s12、电容c11和电容c12，开关管s11和开关管s12的开关状态由同频时钟号clk触发下轮流导通或关断。电容c11和开关管s11、开关管s12构成等效电阻r'，与电容c12构成一阶低通环节，开关管s11、开关管s12以开关频率f互补导通产生等效电阻开关频率f为触发电路122置位端s中同频时钟信号clk的频率。显然，影响滤波电路频率响应时间常数取决于时钟信号clk的时钟周期和电容c11、c12的比值c12/c11，而与电容的绝对值无关，可将电容的比值进行高精度调整。结合同频时钟信号clk的频率，可获取合适的时间常数，因此可实现滤波后的干扰小，且开关管由同频时钟信号clk触发关断，不需要额外时钟源信号，进一步简化了电路的设计并减少了占用的面积。[0068]进一步地，误差消除电路140包括运算放大电路141，其反相输入端与输出端耦接，用于隔离输入前端信号对后端电路的影响。[0069]本发明中，为简化电路设计和占用的面积，提升电路对稳态误差控制的准确性，进一步地，误差消除电路140中的加法器和增益电路的集合可以为四输入运算放大电路142。四输入运算放大器第一同相输入端接收经过滤波隔离处理的误差控制信号，所述第一同相输入端与第一反相输入端之间跨接第二电阻r11后通过第三电阻r12接地，第三同相输入端接收所述第一电压参考信号vref，第四反相输入端与运算放大电路输出端耦接，输出第二电压参考信号vref_buf作为环路补偿电路30中跨导放大电路gm的同相输入端的输入信号。[0070]第二电阻r11和第三电阻r12分压产生电压增益k'：经过四输入运算放大电路142加法运算后，得到第二电压参考信号vref_buf，以补偿环路补偿电路130的控制误差。[0071]上述技术方案表达式为：[0072][0073]电路中取r11压降vr1可获取较高共模电压，有利于电路的简化设计。[0074]可见，本发明中，通过调整r11和r12阻值，很容易对误差消除电路的增益值进行调整，结合环路补偿电路中的参数控制，实现控制电路对稳态误差的准确调整。[0075]本发明提供的稳态误差调整的控制电路，电路体积较小，有效降低了系统复杂度和成本，简化了系统的控制电路，减小了电路体积，且具有快速的动态响应，确保控制电路具有高稳态精度的输出。[0076]图5为本发明第四实施例dc-dc变换器的控制电路原理图。本实施例主功率电路是升压变换器210，第四实施例是第二实施例或第一实施例的其中一个实施例，但并非仅限于此实施方式。本实施例控制方式与降压变换器控制方式相同。[0077]本实施例中，升压变换器210可包括主功率开关管m2，电感l2和二极管d2。[0078]升压变换器210被配置为接收输入电压vin并且向负载输出基本恒定的电压vout。在输入或负载发生变化时，控制电路400向主功率开关管m1施加脉宽调制信号pwm，以使向主功率开关管m1在pwm信号控制下导通或关断，主功率开关管m1导通时间由误差控制信号vcomp控制，即误差控制信号vcomp决定主功率电路的占空比或峰值电流信息。主功率开关管m2跟随误差控制信号vcomp的增大其导通时间变长，使主功率电路210的输出电压恢复至设定电压误差允许范围。[0079]在说明书中或附图1-4中，示出了本第四实施例的相关部分的变型，上文已经描述的那些相同元件将不再结合该实施方式进行描述。[0080]本发明总体上描述了一种dc-dc变换器的的控制电路，用于控制主功率电路中的输出，控制电路包括：误差消除电路，根据误差控制信号与第一电压参考信号产生第二电压参考信号，以消除环路补偿电路的控制误差；环路补偿电路，根据第二电压参考信号和主功率电路的电压反馈信号生成所述误差控制信号；开关控制电路，基于误差控制信号控制主功率开关管，以控制主功率的电路输出电压。[0081]本发明结合控制电路还总体上描述了一种直流电源电路，包括上述dc-dc变换器的控制电路和主功率开关管。所述直流电源电路工作于断续电流模式。[0082]本发明结合控制电路还总体描述了一种dc-dc变换器的控制方法，包括：根据误差控制信号与第一电压参考信号产生用于消除环路补偿电路控制误差的第二电压参考信号；以及，根据第二电压参考信号与主功率电路的电压反馈信号生成的误差控制信号，根据误差控制信号控制主功率电路中主功率开关管，以控制主功率电路的输出电压。[0083]本发明结合控制电路还总体描述了一种直流电压变换器，包括至少部分上述dc-dc变换器的控制电路，应用于直流直流电压变换器。[0084]本发明结合控制电路还描述了一种dc-dc变换器的控制芯片，应用于直流直流电压变换器中，包括上述dc-dc变换器的控制电路，用于控制主功率电路中的输出，控制电路包括：误差消除电路，根据误差控制信号与第一电压参考信号产生第二电压参考信号，以消除环路补偿电路的控制误差；环路补偿电路，根据第二电压参考信号和主功率电路的电压反馈信号生成所述误差控制信号；开关控制电路，基于误差控制信号控制主功率开关管，以控制主功率的电路输出电压。[0085]本发明的描述和应用是说明性的，并非想将本发明的范围限制在上述实施例中。这里所披露的实施例的变形和改变是可能的，对于那些本领域的普通技术人员来说实施例的替换和等效的各种部件是公知的。本领域技术人员应该清楚的是，在不脱离本发明的精神或本质特征的情况下，本发明可以以其它形式、结构、布置、比例，以及用其它组件、材料和部件来实现。在不脱离本发明范围和精神的情况下，可以对这里所披露的实施例进行其它变形和改变。









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