用于光伏能源的电力转换器的制作方法 专利技术说明

电气元件制品的制造及其应用技术1.本发明涉及光伏发电，并且具体地，涉及用于将光伏能源与市电电源接合的电力转换器。背景技术：2.为了在化石燃料储量变得枯竭并且需要减少温室气体排放的同时满足不断增长的人口的日益增长的能源需求，人们普遍认识到，诸如太阳能和风能之类的可再生能源需要得到更广泛的应用并取代诸如煤炭、石油和天然气之类的不可再生能源。3.特别是近年来，用太阳辐射产生电力的光伏模块变得越来越普及。然而，现有的光伏模块技术并非没有困难。具体而言，光伏(“pv”)模块产生可变量的电力，取决于诸如入射到面板上的太阳辐射量和模块的温度之类的因素。一般来说，光伏模块产生的电压是“直流”或“dc”电压，其必须被转换为市电电源频率(取决于地区，50hz或60hz)的交流或“ac”电压，以便馈送到市电电源或用于为被设计用于由市电电力供电的电器和/或其它电气设备或电子设备供电。这种转换是由电力转换器设备执行的(有点不准确，从下面的描述中将变得清楚)，为了方便起见，该电力转换器设备一般也被称为“逆变器”，其还执行电流隔离ac市电电源与光伏模块以防止在故障时dc污染市电电源的重要功能。4.遗憾的是，用于光伏模块的现有技术的电力转换器通常遇到许多困难。例如，图1是用于光伏模块的典型市售的现有技术的电力转换器102的框图，被示出为将光伏(pv)能源(例如，互连的光伏太阳能电池的模块或“面板”)104与市电电网106接合。现有技术的电力转换器102包括用于从pv源104产生的dc电力产生ac电力的第一逆变器部件108，之后是常规的电磁变压器110以提供所需的电流隔离。然而，对于本领域的技术人员来说将清楚的是，为了减小变压器110的物理尺寸和重量，第一逆变器部件108产生频率显著高于所需的输出市电频率50hz或60hz的ac电力。例如，用于典型pv模块104的典型现有技术的电力转换器102可以包括具有10kva额定功率并被配置为以比市电频率高大约一个数量级的400hz的频率操作的变压器110。因此，第一逆变器部件108还将需要额定为10kva并以约4.8khz的开关频率(开关频率通常是期望的输出信号频率的12倍)操作。5.为了降低由变压器110输出的ac信号的高频率，该信号被提供到整流器112(在该示例中，也以4.8khz操作并且额定为10kva)以生成对应的dc信号，该dc信号进而被馈送到被配置为生成期望的市电频率的输出ac信号的第二逆变器部件114。在该示例中，在市电频率为50hz的情况下，第二逆变器114将额定为10kva，并将以600hz(12×50hz)的开关频率操作。6.遗憾的是，这种现有技术的电力转换器102的问题是可靠性差，并且在研究这个问题的文献中有许多技术出版物。7.因此，期望克服或减轻现有技术的一个或多个困难，或者至少提供有用的替代方案。技术实现要素：8.按照本发明的一些实施例，提供了一种用于光伏能源的电力转换器，所述电力转换器包括：9.逆变器部件，所述逆变器部件被配置为接收由所述光伏能源生成的动态变化的dc信号的形式的电能，并生成具有与市电电源频率基本上相等的频率的对应的动态变化的ac信号；以及10.电磁装置，所述电磁装置包括：11.磁芯；12.围绕所述磁芯的对应部分的多个绕组，所述多个绕组包括：13.用于接收所述动态变化的ac信号作为具有动态变化的电特性的ac输入信号的一个或多个输入绕组；14.用于提供ac输出信号的一个或多个输出绕组；以及15.控制绕组，所述控制绕组被配置为控制所述输入绕组与所述输出绕组之间的电磁耦合；以及16.控制部件，所述控制部件被配置为根据所述ac输入信号的动态变化的电气特性来动态地控制流过所述控制绕组的电流，使得所述ac输出信号的对应电特性相对恒定并包括与所述市电电源频率相等的基频。17.在一些实施例中，所述控制部件被配置为动态地控制通过所述控制绕组的电流，以减少所述ac输出信号中的谐波。18.在一些实施例中，所述控制部件被配置为动态地控制通过所述控制绕组的电流，以保持所述ac输出信号的基本恒定的幅值。19.在一些实施例中，所述控制部件被配置为动态地向所述输入绕组注入无功功率或者从所述输入绕组吸收无功功率，以维持基本上为1的功率因数。20.在一些实施例中，所述控制部件被配置为执行最大功率点跟踪(“mppt”)过程，以动态地控制所述逆变器部件的输出电压，并由此增加从所述光伏能源汲取的电力。21.在一些实施例中，所述控制部件包括：电力电子部件，所述电力电子部件用于生成所述控制绕组的电流；以及一个或多个信号处理部件，所述一个或多个信号处理部件用于控制所述电力电子部件，所述电力电子部件包括整流器部件、一个或多个电容器和第二逆变器部件，所述整流器部件被配置为从围绕所述磁芯的绕组接收ac电力并产生对应的dc电力以对所述电容器进行充电，并且所述第二逆变器部件被配置为在所述一个或多个信号处理部件的控制下，从存储在所述电容器中的电力产生所述控制绕组的电流。22.在一些实施例中，所述一个或多个信号处理部件生成pwm信号，以控制所述第二逆变器部件的开关晶体管来产生所述控制绕组的电流。23.在一些实施例中，所述整流器部件还被配置为在所述电容器与所述输入绕组之间动态地传送无功功率，以维持基本上为1的功率因数。24.在一些实施例中，所述一个或多个信号处理部件生成第二pwm信号，以控制所述第二逆变器部件的第二开关晶体管来控制所述电容器与所述输入绕组之间的无功功率传送。25.在一些实施例中，所述一个或多个信号处理部件包括：第一信号处理部件，所述第一信号处理部件被配置为生成用于控制通过所述控制绕组的电流的控制信号；以及第二信号处理部件，所述第二信号处理部件被配置为处理所述控制信号以生成对应的pwm信号来控制所述电力电子部件的开关晶体管。26.按照本发明的一些实施例，提供了一种供以上电力转换器中的任一种的所述控制部件执行的电力转换器过程，所述电力转换器过程包括以下步骤：27.(i)接收表示所述光伏能源的输出电压、所述光伏能源的输出电流和所述磁芯的输出绕组的电压的信号；以及28.(ii)处理接收到的所述信号，以生成对应的第一控制信号来控制所述逆变器的输出电压从而最大化所述光伏能源的输出功率，并生成第二控制信号以动态地控制通过所述控制绕组的电流。29.按照本发明的一些实施例，提供了至少一个计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质上存储有表示所述电力转换器过程的处理器可执行指令和/或配置数据。30.本文还描述了一种用于光伏能源的电力转换器，所述电力转换器包括：31.逆变器部件，所述逆变器部件被配置为接收由所述光伏能源生成的动态变化的dc信号的形式的电能，并生成具有与市电电源频率基本上相等的对应的动态变化的ac信号；以及32.电磁装置，所述电磁装置包括：33.磁芯；34.围绕所述磁芯的对应部分的多个绕组，所述多个绕组包括：35.用于接收所述动态变化的ac信号作为具有动态变化的电特性的ac输入信号的输入绕组；以及36.用于提供ac输出信号的输出绕组；以及37.控制绕组，所述控制绕组被配置为控制所述输入绕组与所述输出绕组之间的电磁耦合；以及38.控制部件，所述控制部件被配置为根据所述ac输入信号的动态变化的电气特性来动态地控制流过所述控制绕组的电流，使得所述ac输出信号的对应电特性相对恒定并包括与所述市电电源频率相等的基频。附图说明39.下文参考附图仅通过示例的方式描述本发明的一些实施例，其中，相似的部件具有相似的附图标记，并且其中：40.图1是将光伏能源与市电电源接合的现有技术的电力转换器的框图；以及41.图2是按照本发明的实施例的电力转换器的框图；42.图3是图2的电力转换器的“法拉第交换器”部件的框图；43.图4是示出了按照本发明的一个实施例的图2的电力转换器的控制部件的控制回路的框图；44.图5是用于单相发电的电力变换器的电力电子部件的电路图；45.图6是按照本发明的实施例的用于三相发电的电力变换器的电力电子部件的电路图；46.图7是按照本发明的实施例的用于三相发电的电力转换器的框图；47.图8是图示了控制系统209的部件以及从电压和电流测量到磁芯的控制绕组的信号流的框图；48.图9是示出了控制系统的整流器和逆变器控制部件及其输入和输出信号的框图；49.图10是图示了电力转换器的各种电压和电流的示意图；50.图11至图13是图示了由控制系统执行的电力转换器过程的锁相环(pll)和第一(pv)逆变器部件控制回路的matlabtmsimulinktm屏幕截图；51.图14是图13的第一(pv)逆变器部件控制回路的mppt过程的流程图；52.图15和图16分别是电力转换器过程的整流器控制回路和第二逆变器控制回路的matlabtmsimulinktm屏幕截图；以及53.图17是示出了多相电力转换器的每个相的初级绕组如何经由对应的电感器与整流器的电容器耦合以确保只有无功功率流入和流出初级绕组从而实现功率因数控制的部分电路图。具体实施方式54.如图2中所示，按照本发明的实施例的电力转换器202提供了典型现有技术的电力转换器(诸如图1中示出的电力转换器102)的功能，因为它接收由pv源104产生的dc电力，将该电力转换为所需市电频率的ac信号，并在pv源104和市电电源106(和/或电器或其它类型的电气设备/电子设备)之间提供电流隔离。55.然而，除了标准功能之外，所描述的电力转换器202还提供对输出ac信号的幅值、基频、谐波和功率因数的动态控制。56.如图2中所示，电力转换器202包括逆变器部件204和在申请人的标题为“an electrical power control apparatus and process”的国际专利申请no.pct/au2019/050246(以下称为“法拉第交换器专利申请”)中描述的类型的电磁设备206，该申请的全部内容通过引用明确并入本文。为了方便参考，电磁设备206在本文也被称为“法拉第交换器”。57.如在法拉第交换器专利申请中描述的，法拉第交换器206是包括磁芯208的电磁装置，具有围绕磁芯208的对应部分的多个绕组(未示出)。多个绕组包括：(i)用于接收动态变化的ac信号作为具有动态变化的电气特性的ac输入信号的一个或多个输入绕组(本文中也称为“线圈”)；(ii)用于提供ac输出信号的一个或多个输出绕组；以及(iii)被配置为控制输入绕组与输出绕组之间的电磁耦合的一个或多个控制绕组。如图3中所示，法拉第交换器206包括控制部件209(图2中未示出)和电力电子部件210，电力电子部件210被配置为根据ac输入信号的动态变化的电气特性来动态地控制流过磁芯208的控制绕组的电流，使得ac输出信号的对应电特性相对恒定并包括与市电电源频率相等的基频。58.简言之，法拉第交换器206接收不完美的ac信号，并动态地控制输入绕组与输出绕组之间的磁耦合，使得输出绕组上的ac输出信号比输入绕组处接收的输入信号质量更好。根据ac输入信号的(可变)质量和对ac输出信号的质量要求，这可以包括动态地更改耦合以提供ac输出信号的目标幅值和基频，从而动态地改变耦合以减少ac输出信号中的谐波，并动态地提高功率因数(即，减少输出ac信号的电压与电流之间的任何相位差，使得功率因数变得更接近1)。59.考虑到这一点，逆变器部件204接收pv源104的可变dc输出并生成对应的ac信号。然而，与以上描述和图1中示出的现有技术的电力转换器不同，ac信号是在所期望的市电频率下直接生成的，出于该示例的目的，将假定该频率为50hz。该市电频率ac信号被直接施加到法拉第交换器206的输入绕组，法拉第交换器206通常如上所述地操作，以生成被提供到市电电源106的对应的ac输出信号。60.如图2中所示，在所描述的实施例中，法拉第交换器206的电力电子部件210包括整流器212，整流器212经由dc桥213与第二逆变器部件214耦合，第二逆变器部件214生成ac控制信号以为磁芯208的控制绕组供电。(为了避免两个逆变器204、214之间的混淆，逆变器部件204在下文被称为“第一”逆变器部件204或“前端”逆变器部件204。)图5是示出了这些部件212、213、214的更多细节的电路图。围绕磁芯208的一个或多个绕组的形式的整流器线圈502提供由第一模拟滤波器504平滑并在之后用于在第一组开关晶体管508的控制下对dc桥213的电容器506进行充电的ac信号。第二逆变器部件214包括第二组开关晶体管510，其接收所得的dc桥电压并生成脉宽调制(pwm)方波的形式的对应信号。该信号由第二模拟滤波器512进行滤波以去除高频分量，并提供对应的控制信号，该控制信号被馈送到磁芯208的控制线圈/绕组，以便动态地控制磁耦合并由此控制ac输出信号的幅值、相位角和谐波含量。61.如图6和图7中所示，在电力转换器202的三相电力实现方式中，逆变器部件204是提供三相ac电力的三相部件(诸如semikron sk75gd066或infineon fs660r08a6p2flb)，并且三个整流器线圈和各自的滤波器用于对dc桥进行充电，三组开关晶体管和对应的第二滤波器由此产生对应相的对应ac信号。三相a、b和c中的每一个由控制系统209控制，控制系统209经由标准驱动器电路将控制信号发送到电力开关，该标准驱动器电路对控制信号进行放大/滤波(例如，从3v至15v)以驱动电力开关。62.在平衡系统中，相a、b和c具有相同的幅值和频率，但分别相移120°(2π/3弧度)。鉴于三相之间的数学关系，仅计算一相(例如，相a)控制，对于相b和相c的对应控制相同，但具有相应的相移。63.整流器212和逆变器214分别由控制部件209的无功功率和电压控制回路控制。例如，图4示出了按照一个实施例的这些控制回路。无功功率控制回路以比电压控制回路高的频率操作，并与电压控制回路耦合。无功功率控制回路控制第一组开关晶体管508，由此控制对dc总线电容器充电的电流，从而提供稳定的dc链路电压。电压控制回路提供了经调节的输出电压并消除了谐波。64.继以上针对图1的现有技术pv接口描述的示例之后，所描述的电力转换器202的前端逆变器部件204可以类似于现有技术电力转换器的第二(输出)现有技术逆变器部件114，因为它也可以额定为10kva并以600hz的开关频率操作，以提供50hz的ac输出信号。然而，因为其输出信号的电气特性(例如，其基频和谐波以及幅值)的任何缺陷都可以由之后的法拉第交换器206减少或减轻，所以与其输出被直接提供到市电电源或电网106的第二现有技术逆变器部件114相比，前端逆变器部件204可以由相对简单(且更可靠)的电路构成。65.重要的是，所描述的电力转换器202不包括任何高频逆变器部件以产生频率显著高于市电电源频率的交流。虽然这需要法拉第交换器206的磁芯208相对大，但没有任何高频逆变器部件提高了电力转换器202相对于诸如图1中示出的装置的现有技术电力转换器设备的可靠性。66.尽管法拉第交换器206确实包括联接到第二逆变器部件214的整流器212，但这些部件212、214不位于主信号路径中并仅用于为磁芯208的控制绕组供电并且不需要处理构成光伏能量的ac信号，因此它们的额定功率处理能力(和开关频率)可以显著低于现有技术的逆变器设备的整流器和逆变器部件，诸如图1中示出的逆变器设备。例如，在典型应用中，所描述的接口202的整流器212和第二逆变器部件214额定为2kva，比图1的对应现有技术的逆变器108、114和整流器112部件低五倍。另外，所描述的电力转换器202的所有开关部件(即，整流器212以及第一逆变器部件204和第二逆变器部件214)都以仅600hz的相对低的开关频率(为市电电源频率(在该示例中为50hz)的12倍)操作。67.因此，所描述的电力转换器202比现有技术的电力转换器设备更可靠，至少是因为，在接口202中：68.(i)所有有源开关部件204、212、214以相对低的开关频率(例如，600hz)操作，并且仅出于这个原因(由于较低的开关损耗和降低的应力)比以更高开关频率操作的对应现有技术部件更可靠(并且更便宜)，如electrical parameters characterization of aged igbts by thermo-electrical overstress(e.dimech，ieee工业电子会议，2018年)中描述的；以及69.(ii)在任何情况下，有源开关部件(前端逆变器部件204)中只有一个位于主信号路径中并且因此需要额定为高功率处理(例如，10kva)。70.出于至少这些原因，有源开关部件204、212、214可以比现有技术的对应部件更可靠，因此所描述的电力转换器202比图1的现有技术的电力转换器102明显更可靠。71.另外，法拉第交换器206的信号改善功能使前端逆变器部件204能够相对简单，部件比现有技术的逆变器部件少，因为可以通过法拉第交换器206减少或减轻前端逆变器部件204产生的ac信号中的所得噪声。72.如上所述，并且在法拉第交换器专利申请中更详细地描述的，法拉第交换器206包括多个控制回路，包括锁相环(pll)、电压控制回路和无功功率(或电流)控制回路。如图4和图13中示出的，所描述的实施例的法拉第交换器206的控制部件209包括附加的最大功率点跟踪(“mppt”)控制回路，以实现本领域的技术人员已知的最大功率点跟踪(“mppt”)过程，从而优化从pv源102汲取的功率。73.本文描述的电力转换器的操作由控制系统209控制。图8包括根据本发明的所描述实施例的控制系统209的框图。在这些实施例中，控制系统209包括两个微控制器：第一微控制器802，其被配置为(通过整流器和逆变器控制模块900，如图9中所示)执行图11至图16的电力转换器过程并因此生成用于整流器212和逆变器204、214的对应的控制信号；以及第二微控制器804，其被配置为(通过pwm生成模块806)生成对应的脉宽调制(pwm)信号，以驱动整流器212的前端逆变器部件204和开关晶体管508、510以及电力电子部件210的第二逆变器部件214。整流器和逆变器控制过程900和pwm生成模块806分别被存储为第一微控制器802和第二微控制器804的固件。在所描述的实施例中，第一微控制器802是安装在ultrazed-eg som(系统级模块)上的xilinx zynq ultrascale+mpsoc(将armtm处理器与fpga可编程逻辑集成)，如在www.zedboard.org/product/ultrazed-eg描述的，并且第二微控制器804是texas instruments tms320f2837xd双核微控制器。然而，对于本领域的技术人员来说将清楚的是，不同的微控制器和/或fpga(或其组合)可以用于其它实施例中。因此，通常，本文描述的电力转换器过程可以被实现为通常存储在至少一个计算机可读存储介质中(包括作为非易失性存储装置中的固件)的处理器可执行指令和/或可编程逻辑的配置数据。74.如图9中所示，控制系统209的第一微控制器802接收表示太阳能面板电压(vpv)和电流(ipv)、初级绕组电压(vp)和电流(ip)、次级绕组电压(vs)和dc桥213的电容器506上的dc电压(vdc)的信号，并执行控制整流器212和逆变器部件204、214的操作以便控制对应输出电力的特性(诸如电压、谐波含量和功率因数)的如图11至图16中所示的电力转换器过程。(第一微控制器802也接收代表各种参考电压的信号，但为了简单起见，这些在图9中未示出。)75.第一微控制器802包括接收并数字化表示上述电压和电流的模拟输入信号的模数转换器(adc)adc0至adcn。然后，第一微控制器802处理所得的数字信号以生成对应的数字控制信号，包括针对三个阶段中的每一个：76.(i)用于控制前端(pv)逆变器部件204的对应输出电压以最大化输出功率的对应的第一(pv)逆变器控制信号；77.(ii)用于控制每个相的功率因数的对应的整流器控制信号；以及78.(iii)用于控制对应磁芯208的对应的初级绕组和次级绕组之间的磁耦合并因此控制电力转换器的ac输出信号的对应相的幅值、基频和谐波含量的对应的第二逆变器控制信号。79.在所描述的实施例中，电力转换器过程被开发为使用matlabtmsimulinktm的simulinktm模型，并且为了描述的简单，该模型已被划分为图11至图13和图15至图16中所示的子部件(即，子过程)，如作为matlabtmsimulinktm的屏幕截图，并且其中参考元件(被称为“goto”和“from”块)被示出为指示各种部件之间的链接。如控制系统领域的技术人员所知，这些屏幕截图中的功能块被称为“控制器”，并使用标准控制理论来实现，例如，如在诸如n.s.nise,control systems engineering,sixth edition,john wiley&sons,2011(“nise”)之类的标准教科书中描述的。80.图10是图示了电力转换器的示意图，其中例示了在图中用于表示各种电压和电流的命名法，这些总结在以下表1中。81.表1-符号及其含义82.[0083][0084]如图11中所示，在三相“abc”坐标系中测得的磁芯208的初级绕组的电压和电流被表示为对应的数字值vpabc和ipabc。如图12中所示，vpabc值被提供为锁相环(pll)控制器1202的输入，以生成每个初级电压相位的频率(f)和相位(θ)的对应测量值。[0085]如本领域的技术人员已知的，并且如法拉第交换器专利申请中描述的，锁相环(pll)通过监视输入电压并将参考电压发生器的频率和相位角与输入波形同步来完成它。[0086]第一(pv)逆变器部件控制[0087]第一(pv)逆变器部件204的操作由第一(pv)逆变器控制回路控制，如图13中所示。从该图的右侧开始，测得的光伏面板输出电压vpv和电流ipv被提供作为mppt控制器过程1302的输入，以生成对应的参考电压vdcref，该参考电压是pv 104将在测得的pv电流ipv处传送最大功率的最佳电压。[0088]在所描述的实施例中，mppt过程是在hebchi，m.&amp；abdellah，kouzou&amp；abdelghani，choucha(2018)的improved perturb and observe algorithm for maximum power point tracking in a photovoltaic system(eea-electrotehnica,electronica,automatica 66,5-14)中描述的过程。然而，在其它实施例中，情况未必如此。[0089]由于pv面板是电流源，因此对电压进行控制操作，如图14中所示。在限定的采样时段中，根据第一(pv)逆变器部件204的输入端子处的电压和电流(分别为vpv和ipv)计算瞬时pv面板功率。在每个步骤n中，将新计算出的功率p(n)与其先前的值p(n-1)进行比较。根据功率是增加还是减少，参考电压vdcref在相同或相反的方向上变化。例如，对于给定的电流ipv，如果增加v产生更大的功率，则增加参考电压直到功率开始降低，反之亦然。[0090]返回到图13，将mppt过程输出(参考电压vdcref)与测得的初级电压vpv进行比较，并且将差值vdcerr提供到vdc控制器1304，vdc控制器1304生成将要在ac侧汲取的对应电流参考值idref。当前参考值idref是在dq坐标系中定义的。如本领域的技术人员知道的，dq坐标系通过将三相电压和电流投影到两轴参考系上来简化三相功率过程。[0091]然后，将电流参考值idref与实际的初级绕组电流(这些是逆变器部件204的电输出)进行比较。这是通过首先使用tdq块1306利用ipabc和theta作为输入将初级电流值从abc坐标系转换到dq坐标系来实现的。[0092]所得的误差iderr由“vp控制”块1308处理，以生成dq坐标系中的对应的初级电压参考值vpdqref，并且“t23”块1310将其变换为abc坐标系(作为vpabcctrl)，以便驱动前端(pv)逆变器部件204。在所描述的实施例中，第一(pv)逆变器部件204是semikron太阳能pv逆变器，诸如用于mva应用的semistacktmre或用于kva应用的semitoptm3sk75 gd066t igbt模块。然而，对于本领域的技术人员来说将清楚的是，其它品牌和/或型号的逆变器可以用于其它实施例中。[0093]整流器部件控制[0094]如图5中所示，整流器部件212从围绕磁芯208的一个或多个整流器绕组接收ac电力，并对该电力进行整流，以便对dc桥式电容器506进行充电，dc桥式电容器506为第二(法拉第交换器)逆变器214供电，第二逆变器214产生用于磁芯208的控制绕组的ac电流。dc桥电容器506的充电由整流器控制回路控制，如图15中所示。[0095]从图15的左侧开始，“q估计器”块1502用于根据测得的初级电压vpabc和初级电流ipabc以及由pll 1202估计的频率f来估计在电力转换器的输出端处消耗的无功功率q。为了确定电压与电流之间的相对相移，“q估计器”块1502在整个周期内测量这两个量，这是为什么需要频率的原因。[0096]计算无功功率参考(0)与估计的q之间的误差，并将其馈送到无功功率控制块(“q控制”)1504，无功功率控制块1504产生对应的相移需求值，相移需求值表示为了使无功功率减小为零而需要将信号移位的相位角。相移需求被添加到实际测得的相位theta以提供参考相位thetaref，参考相位thetaref是将消除磁芯208的初级绕组处的无功功率的相位角，该无功功率是磁芯208的次级绕组处的无功功率的代替物。[0097]当考虑dq坐标系中的信号时，无功功率承载在q轴(交轴)上。因此，对无功功率的控制可以被看作控制电压的q分量。由于thetaref表示需要多少额外的无功功率来将净无功功率降低到零，因此vyqref控制块1506根据以下将其与整流器参考电压(vyref)组合以提供vyabc：[0098]vyabc＝vyabcref sin(wt+thetaref)。[0099]然后，将该电压转换为dq坐标系以提供vydqref，并且因为它表示无功功率，所以仅输出其q分量vyqref。[0100]当考虑dq坐标系中的信号时，有功功率承载在d轴上。出于该原因，在整流器212和逆变器214之间的dc桥213上存在的有功(或平均)功率由整流器输入电压的d(直轴)分量vydref控制，vydref是由vydref控制器1508根据测得的vdcbus与其参考电压vdcbusref之间的误差vdcerr计算的。d分量和q分量由“tabc”块1510组合，以生成用于控制整流器部件212的开关晶体管508的abc坐标系中的对应电压控制信号vyabcctrl。该信号的直轴分量用于对dc桥213的电容器506进行充电，而交轴分量用于将无功功率从电容器506注入到初级绕组(以及将无功功率从初级绕组吸收到电容器506)，以便将磁芯208的初级绕组(进而次级绕组)的净无功功率减小到零。例如，图17是示出了每个相的初级绕组如何经由对应的电感器与电容器506耦合(以确保只有无功功率流入和流出初级绕组)的示意性电路图，其中，各个电感器的电容器侧的ex、ey、ez被控制为与对应初级绕组电压ez、eb和ec同相。平均而言，流入和流出电容器506的无功功率为零。[0101]控制绕组逆变器控制[0102]流过每个磁芯208的控制绕组的电流由电力电子器件210的第二(磁芯)逆变器部件214在电压控制回路的控制下产生，如图16中所示。[0103]在电压控制回路中，电压控制器1602监视该参考值与测得的输出电压之间的误差，并生成将电压误差驱动为零所需的对应控制需求。通过tdq块1604将测得的次级电压vsabc变换到dq坐标系，并且将它们的直轴(d)分量与次级参考电压vsref进行比较以提供电压误差vsderr，次级参考电压vsref是目标或期望的电压和频率(例如，60hz频率的220vac的rms电压，没有谐波且没有交轴(q)分量)。[0104]然后，使用次级电压的误差来生成用于磁芯逆变器部件214的电压控制vxdctrl。该电压控制是在dq坐标系中生成的，因此需要通过tabc块1606对abc坐标系进行变换，以生成用于控制磁芯逆变器部件214的合适的控制电压vxabctrl。[0105]控制电压vxabcctrl由第一微控制器802的adc之一转换为模拟输出信号，并由第二微控制器804接收，第二微控制器804通过pwm生成模块806使用它来生成对应的pwm控制信号，该pwm控制信号用于经由本领域的技术人员已知的标准驱动器电路(诸如智能功率模块(ipm)或infineon 6ed003-f2系列全桥驱动器)驱动磁芯逆变器部件214的开关晶体管510。[0106]开关晶体管510的受控制的开关确定流过磁芯208的控制绕组的电流，该电流控制对应磁芯208的初级绕组与次级绕组之间的磁耦合，并由此控制由电力转换器输出的电力的(rms)电压和谐波含量。结合由整流器部件212实现的功率因数控制，本文描述的电力转换器能够从太阳辐射产生清洁、稳定且适于注入到电力电网或其它形式的电力分配机构的电力。[0107]图16的电压控制回路1600和图15的整流器控制回路1500被配置为使得整流器控制回路1500比电压控制回路1600快至少约十倍，使得电容器506上的dc电压对于电压控制回路1600来说似乎是恒定的，尽管向电容器506(或从它)供应(或吸收)无功功率以控制功率因数。[0108]在一些其它实施例中，使用来自通信理论的频率外差原理来实现电压控制。尽管如本文描述的外差的使用不可避免地会导致能量损失，但它在一些应用中可以是有用的，特别是在变压器芯的大小和重量受到限制的情况下。[0109]如本领域的技术人员已知的，频率外差是通过组合或混合两个输入频率来产生新频率的方法。将频率为f1和f2的两个信号混合以产生本领域中称为外差的两个新信号，一个为两个频率的总和f1+f2，另一个为差频f1-f2。[0110]因此，在这样的实现方式中，电力电子部件210包括其隔离和滤波器频率由控制部件209生成的频率控制信号确定的可变频率振荡器和可变频率滤波器，从而使混合信号能够变化，以确保输出信号始终处于期望的输出频率。[0111]在不脱离本发明的范围的情况下，许多修改形式对于本领域的技术人员将是清楚的。









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