采用无循环前缀OFDM的一体化信号设计及处理方法 专利技术说明

电子通信装置的制造及其应用技术采用无循环前缀ofdm的一体化信号设计及处理方法技术领域1.本发明属于通信技术领域，更进一步涉及雷达通信技术领域中的一种采用无循环前缀正交频分复用ofdm(orthogonal-frequency division multiplexing)的雷达通信一体化信号设计及处理方法。本发明可用于低速多径场景下的雷达通信一体化系统，雷达发送所设计的雷达通信一体化信号后既可以传输通信信息，也可以根据回波获取雷达信息。背景技术：2.为了使雷达通信一体化系统能高效地工作，需要设计一种使频谱资源得到充分利用的一体化融合信号，以此实现同时雷达和通信功能。典型的一体化融合信号的生成方法是利用通信信号来实现雷达功能，常用的是ofdm信号。ofdm是一种多载波并行传输技术，带宽较大，与传统的雷达信号相比，在对抗频率选择性衰落和窄带干扰、频率捷变及多普勒容限等多个方面有着十分明显的优势，并易于与多输入多输出mimo(multiple-in multiple-out)雷达进行结合，是一种有效的雷达信号。3.电子科技大学在其申请的专利文献“一种基于正交频分复用的雷达通信一体化信号设计方法”(申请号201910025384.5，申请公布号cn 108512797 a)中公开了一种ofdm载波联合优化的通信雷达一体化信号的设计方法。该方法是在传统的ofdm信号基础上，发送端首先将待发送的比特流调制为数据符号，然后利用数据符号与和随机相位序列根据数据带宽比进行局部保留波形设计，得到radcom频域信号，然后通过ifft映射到时域，在添加循环前缀之后通过射频前端发射到信道中。在接收端，接收信号在去循环前缀后通过fft映射到频域，对其进行均衡以弥补信道失真，然后将均衡后的信号根据数据带宽比提取符号，最后通过符号解调得到比特信息。同时，发射端与接收端的频域信号将被用于雷达处理。该发明引入部分保留循环算法，能够在保持通信系统自身优势的前提下，灵活的分配带宽，并有效的降低峰值平均功率比，提高频谱利用率。但是，该方法仍然存在的不足之处是，由于在发射信号中保留循环前缀，不仅通信系统的资源被循环前缀占用，而且在面对复杂环境中时延较大的场景下，循环前缀的长度往往不足够用来抵消多径的影响，从而导致子载波不再正交，接收端难以对通信信号进行准确的解调，造成较高的误码率。4.西安电子科技大学在其申请的专利文献“ofdm雷达通信一体化固定平台系统的信号处理方法”(申请号201811218839.7，申请公布号cn 109085574 b)中公开了一种ofdm雷达通信一体化固定平台系统的信号处理方法。该方法首先设置回波信号条件，然后将回波信号进行下变频处理和采样处理，得到处理后的基带信号，并移除该信号的循环前缀，对移除循环前缀后的信号进行傅里叶变换，对傅里叶变换后的信号进行解码和判决，得到通信信息，最终利用参考信号对移除循环前缀后的信号进行脉冲压缩处理。但是，该方法仍然存在的不足之处是，由于ofdm信号对多普勒频移较为敏感，含循环前缀的ofdm信号利用循环前缀抵抗多径效应，在面对目标较多且分散的复杂场景时，雷达和通信能力受限，并且循环前缀的引入不仅会降低通信速率，同时会在雷达的模糊函数中引入对称的伪峰，导致雷达距离和速度分辨率降低。技术实现要素：5.本发明的目的在于针对上述已有技术的不足，提出一种复杂场景下采用无循环前缀ofdm的雷达通信一体化信号设计及处理方法，用于解决通信系统的资源被循环前缀占用，子载波不正交，接收端难以对通信信号进行准确的解调造成高的误码率的问题，以及引入循环前缀降低通信速率的同时雷达的模糊函数中引入对称的伪峰的问题。6.实现本发明目的的具体思路是，本发明利用空白保护间隔代替循环前缀构造无循环前缀的ofdm信号，完成雷达探测与通信的功能，规避了现有技术循环前缀在ofdm通信系统中占用资源的问题。本发明在信号的传输过程中，周期性的发射已知的ofdm训练符号作为导频来进行信道估计，这种导频估计方式由于所有子载波都存在已知信号，因此能够很好的适用于频率选择性信道，改善峰值旁瓣比(pslr)、积分旁瓣比(islr)和通信误码率(ber)等指标，解决了传统cp-ofdm信号通信误码率较高的问题。本发明在通信信号接收端选择合适的接收窗口长度并执行合理的采样，可以对抗多径效应且能解决在复杂场景下多径时延导致循环前缀的长度持续增大的问题。本发明在雷达信号接收端对多散射点回波信号进行降采样处理，根据已知目标信息的速度，对具有多普勒敏感性的ofdm回波信号进行频偏校正，可以在实现雷达性能和通信性能的同时保证频谱效率，解决雷达模糊函数中存在伪峰的问题，提高了雷达分辨率。7.本发明采用无循环前缀ofdm的一体化信号设计方法的具体步骤包括如下：8.步骤1，构造无循环前缀的ofdm信号：9.步骤1.1，按照下式，计算每条发送路径中每个ofdm发射脉冲的基带信号在每个采样时刻的幅值：[0010][0011]其中，spl(t)表示第p条发射路径中第l个ofdm发射脉冲的基带信号在第t个采样时刻的幅值，p＝0,1,…,m-1，m表示路径总数，l＝0,1,…,nl-1，每个ofdm发射脉冲由n个子载波相加得到，n表示根据所要传输的数据量决定的一个ofdm发射脉冲的子载波的总数，k表示子载波的序号，nl表示第l个ofdm子载波的脉冲总数，sl[k]表示第l个ofdm脉冲在第k个子载波上携带的数据，exp(·)表示以自然常数e为底的指数操作，j表示虚数单位，π表示圆周率，fk表示第k个子载波的中心频率，tr表示ofdm发射脉冲重复周期，rect[·]表示矩形窗函数，当采用空白保护间隔时，t表示一个ofdm符号周期，当0≤t≤t时，其他情况下，该值为0；[0012]步骤1.2，按照下式，计算在积分窗长tl上所有传输路径接收信号叠加后的ofdm发射脉冲的基带信号在每个采样时刻的幅值：[0013][0014]其中，yl(t)表示所有路径叠在积分窗长tl上叠加后的第l个ofdm发射脉冲的基带信号在第t个采样时刻的幅值，τp表示第p条路径的时间延迟，rect[·]表示矩形窗函数，tl表示t的任意整数倍，当0≤t≤tl时，其他情况下，该值为0，τ0表示直射路径接收信号的时间延迟；[0015]步骤2，生成无循环前缀的ofdm雷达通信一体化信号：[0016]步骤2.1，用通信发送和接收双方共同确认的训练脉冲参数，调制无循环前缀的ofdm发射脉冲信号，得到携带训练脉冲的一体化信号，用待传输的通信信息调制无循环前缀的ofdm发射脉冲信号，得到携带数据脉冲的一体化信号；[0017]步骤2.2，按照下式，分别计算每个脉冲重复周期中，携带训练脉冲或携带数据脉冲的无循环前缀的ofdm雷达通信一体化信号在每个采样时刻的幅值：[0018][0019][0020]其中，s(t,η2n)表示在第η2n个脉冲重复周期中，携带训练脉冲的无循环前缀ofdm雷达通信一体化信号在第t个采样时刻的幅值，s(t,η2n-1)表示在第η2n-1个脉冲重复周期中，携带数据脉冲的无循环前缀ofdm雷达通信一体化信号在第t个采样时刻的幅值，sl[k1]表示所有训练脉冲携带的符号数据；sl[k2]表示所有数据脉冲携带的符号数据，δf表示无循环前缀的ofdm雷达通信一体化信号的子载波间隔，δf＝1/t。[0021]本发明采用无循环前缀ofdm的一体化信号处理方法的步骤包括如下：[0022]步骤1，处理回波信号中的通信信息：[0023]步骤1.1，选取采样间隔为1/tl，在雷达接收端对符号同步后的基带接收信号子载波携带的通信信息进行采样，获得采样后的通信信号；[0024]步骤1.2，将采样后的通信信号通过载波校正，得到载波频率偏差cfo后，再对其进行频域补偿，得到频域补偿后的校正信号；[0025]步骤1.3，利用训练脉冲所要均衡时刻的信道响应校正数据脉冲相应时刻的信道，完成信道均衡；[0026]步骤1.4，采用正交相移键控qpsk算法，对频域补偿后的校正信号解映射，再对解映射后的信号进行信道解码，得到原始通信数据；[0027]步骤2，对携带雷达信息的回波信号进行频率补偿：[0028]步骤2.1，按照下式，计算多普勒补偿滤波器在每个采样时刻的幅值：[0029]h1(t)＝exp{-j2πfd't}[0030]其中，h1(t)表示多普勒补偿滤波器在第t个采样时刻的幅值，vp表示探测目标与信号发送端的相对速度，λ表示发送信号波长；[0031]步骤2.2，按照下式，计算接收端多普勒频偏补偿后回波信号在每个采样时刻的幅值：[0032][0033]其中，u(t,η)表示在第η个脉冲重复周期的多普勒频偏补偿后回波信号在第t个采样时刻的幅值，gm表示取值为1的后向散射系数，εa(·)表示方位波束函数，rm(·)表示距离函数，fd表示多普勒频偏，c表示光速，fc表示发射的ofdm一体化信号的中心频率；[0034]步骤3，采用脉冲压缩算法，对频率补偿后回波信号进行脉冲压缩处理，得到探测目标的雷达信息。[0035]与现有技术相比，本发明具有如下优点：[0036]第一，由于本发明在设计无循环前缀ofdm的一体化信号中，采用空白保护间隔构造无循环前缀的ofdm雷达通信一体化信号，避免通信系统资源被循环前缀占用，同时由于在信号的传输过程中，周期性的发射已知的ofdm训练符号作为导频来进行信道估计，使得峰值旁瓣比、积分旁瓣比和通信误码率等性能得到改善，克服了现有技术循环前缀占用通信系统资源以及在通信传输过程中误码率较高的不足，使得本发明在通信传输过程中有较高的传输效率以及准确性。[0037]第二，由于本发明在对设计的采用无循环前缀ofdm的一体化信号进行处理时，在处理回波信号的通信信息时采用了频率补偿及信道均衡，克服了现有技术ofdm信号传输过程中的相位变化带来解调错误的缺陷，使得本发明具有较高的解调能力，降低了信号传输的误码率，提高了信号的分辨率。[0038]第三，由于本发明在对设计的采用无循环前缀ofdm的一体化信号进行处理时，在处理回波信号的雷达信息时采用了频率补偿，解决了ofdm信号对多普勒频偏的敏感性问题，也克服了包含循环前缀的ofdm信号在雷达系统中脉压后出现伪峰的缺点，最后通过脉冲压缩得到探测目标的回波信息，使得本发明在雷达信号处理方面有较好的性能，具有较高的准确性。附图说明[0039]图1为本发明流程图；[0040]图2为本发明仿真实验中雷达分系统有循环前缀的qpsk-ofdm模糊函数图；[0041]图3为本发明仿真实验中雷达分系统无循环前缀的qpsk-ofdm模糊函数图[0042]图4为本发明仿真实验中通信分系统中通信信噪比在-5～15db间的多径信道的误码率对比图。具体实施方式[0043]下面结合附图和实施例，对本发明做进一步的描述。[0044]参照图1和实施例，对本发明的实现实施步骤做进一步的描述。[0045]步骤1，构造无循环前缀的ofdm信号。[0046]当ofdm信号采用循环前缀作为保护间隔时，循环前缀会占用脉冲宽度，但在采用空白保护间隔的情况下，循环前缀不再占用脉冲宽度，此时脉冲宽度与ofdm符号周期相同。[0047]步骤1.1，按照下式，计算每条路径每个ofdm发射脉冲的基带信号在每个采样时刻的幅值：[0048][0049]其中，spl(t)表示第p条路径中第l个ofdm发射脉冲的基带信号在第t个采样时刻的幅值，p＝0,1,…,m-1，m表示由多径效应参数确定的路径总数，l＝0,1,…,nl-1，每个ofdm发射脉冲由n个子载波相加得到，n表示根据所要传输的数据量决定的一个ofdm发射脉冲的子载波的总数，每个子载波都由不同个数的脉冲构成，nl表示第l个ofdm子载波的脉冲总数，sl[k]表示第l个ofdm脉冲在第k个子载波上携带的数据，exp(·)表示以自然常数e为底的指数操作，j表示虚数单位，π表示圆周率，fk表示第k个子载波的中心频率，fk表示第k个子载波的中心频率，tr表示ofdm发射脉冲重复周期，rect[·]表示矩形窗函数，当采用空白保护间隔时，t表示一个ofdm符号周期，当0≤t≤t时，其他情况下，该值为0，而当采用循环前缀时，一个ofdm发射脉冲的周期为t+tg，tg表示循环前缀的长度。[0050]步骤1.2，按照下式，计算所有传输路径接收信号在积分窗长tl上叠加后的ofdm发射脉冲的基带信号在每个采样时刻的幅值：[0051][0052]其中，yl(t)表示所有路径在积分窗长tl上叠加后的第l个ofdm发射脉冲的基带信号在第t个采样时刻的幅值，τp表示第p条路径的时间延迟，rect[·]表示矩形窗函数，tl表示t的任意整数倍，当0≤t≤tl时，其他情况下，该值为0，τ0表示直射路径接收信号的时间延迟。[0053]步骤2，生成无循环前缀的ofdm雷达通信一体化信号。[0054]步骤2.1，根据通信发送和接收双方共同确认的训练脉冲参数，将利用该训练脉冲参数调制无循环前缀的ofdm发射脉冲信号后得到训练脉冲，训练脉冲用于通信频偏估计、信道估计以及协助雷达信号处理；根据需要传输的通信信息调制无循环前缀的ofdm发射脉冲信号作为数据脉冲，数据脉冲用于通信信息的传输以及雷达信号处理。[0055]步骤2.2，按照下式，计算无循环前缀的ofdm雷达通信一体化信号在每个采样时刻的幅值：[0056][0057][0058]其中，s(t,η2n)表示携带训练脉冲的无循环前缀的ofdm雷达通信一体化信号在第t个采样时刻的幅值，η表示慢时间索引，η2n表示训练脉冲所在的脉冲重复周期，sl[k1]表示训练脉冲所携带的符号数据；s(t,η2n-1)表示携带数据脉冲的无循环前缀的ofdm雷达通信一体化信号在第t个采样时刻的幅值，η2n-1表示数据脉冲所在的脉冲重复周期，sl[k2]表示数据脉冲所携带的符号数据，δf表示子载波间隔，δf＝1/t。[0059]步骤3，处理回波信号中的通信信息。[0060]步骤3.1，ofdm基带接收信号的接收窗长为tl，在满足tl＜tr的条件下，tl＝nt，n为正整数。[0061]步骤3.2，对基带接收信号进行符号同步，采用周期性的脉冲序列在回波信号中提取时钟，使该时钟与回波信号的符号速率同步，以确定训练符号信息和通信符号信息所在的位置。[0062]步骤3.3，选取采样间隔为1/tl，将所有子载波的通信符号信息采样，得到采样后的通信信号：[0063]按照下式，计算回波信号经过采样后得到的每个脉冲在每个子载波上携带的数据：[0064][0065]其中，yl'[k]表示对回波信号采样后的与发射信号第l个脉冲对应的第l'个脉冲在第k个子载波上携带的数据，所述采样间隔为1/tl，s'l[i]表示发射信号的第l个脉冲在第i个子载波上携带的通信数据经过路径叠加后的幅值。[0066]按照下式，计算fi＝fk时，回波信号经过采样后得到的每个脉冲在每个子载波上携带的数据：[0067][0068]其中，yl'[k]表示回波信号经过采样后的与发射信号第l个脉冲对应的第l'个脉冲在第k个子载波上携带的数据。[0069]步骤3.4，将采样后的通信信号通过载波校正模块，得到载波频率偏差cfo(carrier frequency offset)并进行频域补偿，得到频域补偿后的校正信号。[0070]步骤3.5，利用训练脉冲所要均衡时刻的信道响应校正数据脉冲相应时刻的信道，此时训练脉冲所在时刻的信道与数据脉冲所在时刻的信道保持一致，即h2η-1(f)＝h2η(f)，其中h2η-1(f)表示数据脉冲所在时刻的信道响应，h2η(f)表示训练脉冲所在时刻的信道响应，到此即完成信道均衡。[0071]步骤3.6，对通过均衡信道的校正信号先进行正交相移键控qpsk(quadrature phase shift keying)解映射，再经过信道解码处理获得原始通信信息。[0072]步骤4，对携带雷达信息的回波信号进行频率补偿。[0073]步骤4.1，构造多普勒补偿滤波器。[0074]按照下式，计算多普勒补偿滤波器在每个采样时刻的幅值：[0075]h1(t)＝exp{-j2πf'dt}[0076]其中，h1(t)表示多普勒补偿滤波器在第t个采样时刻的幅值，vp表示探测目标与信号发送端的相对速度，λ表示发送信号波长。[0077]步骤4.2，利用多普勒补偿滤波器，按照下式，计算接收端多普勒频偏补偿后回波信号在每个采样时刻的幅值：[0078][0079]其中，u(t,η)表示多普勒频偏补偿后回波信号在第t个采样时刻的幅值，η表示多普勒频偏补偿后回波信号所在脉冲的重复周期，gm表示取值为1的后向散射系数，εa(·)表示方位波束函数，rm(·)表示距离函数，fd表示多普勒频偏，c表示光速，fc表示发射的ofdm一体化信号的中心频率。[0080]步骤5，采用脉冲压缩算法，对校正后的回波信号进行脉冲压缩处理，得到目标的雷达信息。[0081]下面结合仿真实验对本发明做进一步的描述。[0082]1.仿真实验条件。[0083]本发明的仿真实验的硬件平台：cpu为intel core i7-7700，ram为8gb。[0084]本发明的仿真实验的软件平台：windows 10操作系统和matlab r2019a。[0085]为了保证训练脉冲估计的信道响应及频偏估计可以均衡及频偏补偿数据脉冲对应的信道，脉冲宽度和脉冲重复周期不应过大，本发明中取一个ofdm符号长度为66.67us，传统循环前缀-ofdm信号一帧信号中包含7个ofdm符号，因此，脉冲重复周期的大小保证在一帧时长左右可以保持较好的信道均衡能力。同时为了保证接收信号经历慢衰落，应保证多普勒扩展比基带发射ofdm信号的子信道带宽小很多，通常设置子信道带宽为多普勒扩展的10倍，此时可以保证一体化系统具有较好的通信性能。根据参数之间的约束条件，给出了一体化信号及目标的仿真参数。其中，载波频率为10ghz，脉冲重复周期为40us，脉冲宽度为4us，信号宽度为1024mhz，基本采样率为1024mhz，上采样倍数为16，子载波个数为4096，映射方式为qpsk，探测弥补相对雷达平台速度为75m/s，合作目标相对雷达平台速度为75m/s，探测目标高度为2km，探测目标场景中心距离为50km，雷达系统信噪比为-5db，通信系统信噪比为-5db～15db，多径信号延迟为[0 1us us]。[0086]2.仿真内容与结果分析。[0087]本发明的仿真实验是采用本发明提出的方法和一个现有技术(循环前缀-ofdm方法)生成两种一体化波形信号，再对生成的两种一体化波形信号进行通信性能分析和雷达性能分析。采用仿真软件matlab r2019a分别绘制有循环前缀的qpsk-ofdm信号、无循环前缀的qpsk-ofdm信号的模糊函数的三维图，如图2、图3所示。采用仿真软件matlab r2019a绘制有循环前缀的ofdm信号、无循环前缀的ofdm信号、有频偏补偿的ofdm信号、无频偏补偿的ofdm信号的误码率以及瑞利信道的理论误码率曲线，分别对应图4所示的倒三角曲线、六角星曲线、米字型曲线、叉型曲线和五角星曲线。[0088]图2、图3中的x轴表示归一化的频率，单位为赫兹，y轴表示归一化的时间，单位为秒，z轴表示归一化的模糊函数幅值。图2为有循环前缀ofdm信号的模糊函数图，当ofdm信号存在循环前缀时，信号相关性会恶化，在雷达模糊函数出现对称的旁瓣，将影响成像质量，若要避免虚假目标的影响需要将最大时延限制在循环前缀长度以内，严重影响了合成孔径雷达sar(synthetic aperture radar)系统的测绘带宽。[0089]图3为不含循环前缀ofdm信号的模糊函数图，模糊函数为图钉型，并且与含有循环前缀的模糊函数对比，其峰值是陡峭且唯一的，在时延和多普勒构成的平面上，峰值之外的能量没有突兀地分布。峰值陡峭意味着能达到较高的距离和速度分辨力，唯一的峰值意味着不会存在距离或速度的模糊问题，没有突兀的能量分布表明不会有强的干扰掩盖弱的目标。以上这些特征对于获得高的雷达探测性能是十分有益的，反映了信号优越的距离和速度分辨率性能。[0090]图4中的x轴表示信噪比，单位为分贝，y轴表示误码率，当发射信号为无循环前缀qpsk-ofdm信号时，误码率最高且在信噪比增大的情况下保持不变，当发射信号为有循环前缀qpsk-ofdm信号时，误码率随信噪比的变化趋势和大小与无循环前缀-ofdm信号随信噪比的变化趋势和大小基本相同。当接收端回波信号经过频偏补偿后，信号误码率大幅度减小，在有循环前缀的情况下，随着信噪比的增大，误码率只略微减小，而在无循环前缀的情况下，误码率随信噪比的增大呈下降趋势，最下方的曲线为所设置的瑞利信道的理论误码率。[0091]由图4可以看出，在多径信道下，不管有无循环前缀，不对由速度带来的频偏进行补偿而直接解调出的信号误码率非常高，在进行频偏补偿以后，误码率性能得到了有效提升。对于有循环前缀的ofdm信号而言，当循环前缀的长度小于多径最大时延时，对速度带来的频偏进行补偿或者加大信噪比对误码率的提升有限，这是因为在这种情况下，循环前缀长度不足以对抗多径带来的载波间干扰，积分区间内各子载波间不再正交，因此无法正确提取出对应的权值，对于无循环前缀的ofdm信号而言，由于加大了积分区间，将所有的载波周期都接收回来，通过抽取采样点可以保持子载波间的正交性，从而可以消除多径带来的影响，从以上仿真结果可以看出，在较高信噪比的情况下，所设计的无循环前缀qpsk-ofdm信号误码率很低，通信集成系统保持了较高的精度。









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