最小导通时间钳位电路、DCDC转换器及其控制模块的制作方法 专利技术说明

发电;变电;配电装置的制造技术最小导通时间钳位电路、dcdc转换器及其控制模块技术领域1.本技术属于集成电路设计技术领域，具体涉及最小导通时间钳位电路、dcdc转换器及其控制模块。背景技术：2.dc-dc转换器是将输入电压转换后有效输出固定电压的电压转换器。dc-dc转换器分为buck，boost，buckboost三大类。可根据需要采用多种控制方式。pwm控制型效率高，输出电压纹波和噪声好。即使长期使用pfm控制型，尤其是在负载较小的情况下，也具有功耗低的优点。pwm/pfm转换型在负载较小时实现pfm控制，在负载较重时自动切换到pwm控制。目前，dc-dc转换器广泛应用于手机、mp3、数码相机、便携式媒体播放器等产品中。在电路类型分类中属于斩波电路。3.近年来，对dc-dc转换器要求宽的输入范围，比如4v到100v；宽的工作频率，比如300k到3mhz，已经成为一种必须。在这种情况下，输入高电压，输出低电压，系统就会工作在小占空比。4.目前dcdc转化器一般采用峰值电流模式或者恒定导通时间(cot)控制模式。峰值电流模式的开关频率是固定的，开关频率由振荡器生成的时钟信号clk确定。如果这个时候系统外部设置的频率是高频率工作，并且系统的输出是需要一个较小的电压，即系统会工作在较小的占空比下，在这种情况下，dcdc的上管开的时间就会碰到最小开启时间min_on，这个时候误差放大器ea的输出会震荡，dc-dc转换器的控制环路开环了，dcdc的工作会进入到一种错误的工作状态。技术实现要素：5.鉴于上述问题，本技术的目的在于提供最小导通时间钳位电路、dcdc转换器及其控制模块，避免dcdc转换器在vin高电压或vout输出低电压，并且高的工作频率工作情况下，开启时间碰到最小开启时间min_on时，环路开环，导致dcdc转换器不正常工作，输出震荡。6.根据本技术的第一方面，提供了最小导通时间钳位电路，所述最小导通时间钳位电路应用于dcdc转换器，所述dcdc转换器通过可控器件的开关动作控制电能转换；7.所述最小导通时间钳位电路被配置为根据所述可控器件的开启时间，通过充放电过程对可编程电流进行调制获得调制电流，以使所述可控器件的开启时间小于设定阈值时，所述调制电流被钳制在设定范围内。8.进一步地，所述最小导通时间钳位电路包括第一电流镜、电流镜单元、第一支路、第二支路和第三支路；9.所述第一电流镜将所述第一支路输入的所述可编程电流镜像到所述第三支路中；所述第二支路包括基准电流源和充放电模块，以及连接于所述基准电流源和所述充放电模块之间的mos管mp0；所述mos管mp0和所述充放电模块之间设置调制电压输出点；所述mos管mp0的栅极连接所述可控器件的开启信号的反信号；所述第三支路包括mos管nm，所述mos管nm的栅极连接所述调制电压输出点；所述电流镜单元连接所述第三支路和所述充放电模块，所述电流镜单元用于获得所述调制电流并将所述调制电流镜像反馈至所述充放电模块作为所述调制电压输出点的放电电流。10.再进一步地，所述第一电流镜包括：设置于所述第一支路的mos管mn0，所述mos管mn0的漏极连接所述mos管mn0的栅极，所述mos管mn0的漏极连接所述可编程电流；11.设置于所述第三支路的mos管mn2，所述mos管mn0的栅极连接所述mos管mn2的栅极；所述mos管nm的源极通过电阻rm连接所述mos管mn2的漏极。12.再进一步地，所述充放电模块包括第一充电电容cm和mos管mn1；所述电流镜单元通过所述mos管mn1实现调制电流镜像反馈；13.所述mos管mn1的漏极连接所述第一充电电容cm的一端；14.所述mos管mp0的漏极连接所述mos管mn1的漏极，所述mos管mp0的源极连接所述基准电流源；15.所述第一充电电容cm的另一端连接所述基准电位点；所述mos管mn1的源极连接所述基准电位点。16.再进一步地，所述电流镜单元包括第二电流镜、第三电流镜和第四电流镜；所述最小导通时间钳位电路还包括第四支路、第五支路以及输出支路；所述第二电流镜、第三电流镜和第四电流镜为共源共栅电流镜；17.所述第二电流镜将所述第三支路中的电流镜像到所述第四支路中；所述第三电流镜将所述第四支路中的电流镜像到所述第五支路中，所述第四电流镜将所述第五支路中的电流镜像获得所述调制电流，所述调制电流通过所述输出支路输出；其中所述第三电流镜的共栅极连接所述mos管mn1的栅极。18.再进一步地，所述第二电流镜包括设置于所述第三支路的mos管mp1和设置于所述第四支路的mos管mp2，所述第三电流镜包括设置于所述第四支路的mos管mn3和设置于所述第五支路的mos管mn4，所述第四电流镜包括设置于所述第五支路的mos管mp3和设置于所述输出支路的mos管mp4；19.所述mos管mp1的源极连接电源，所述mos管mp1的漏极连接所述mos管nm的漏极；所述mos管mp1的栅极连接所述mos管mp1的漏极；20.所述mos管mp2的栅极连接所述mos管mp1的栅极；所述mos管mp2的源极连接电源；所述mos管mp2的漏极连接所述mos管mn3的漏极；21.所述mos管mn3的漏极连接所述mos管mn3的栅极，所述mos管mn3的栅极连接所述mos管mn1的栅极；所述mos管mn3的源极连接所述基准电位点；22.所述mos管mn4的栅极连接所述mos管mn3的栅极；所述mos管mn4的源极连接所述基准电位点；所述mos管mn4的漏极连接所述mos管mp3的漏极；所述mos管mp3的源极连接电源，所述mos管mp3的漏极连接所述mos管mp3的栅极，所述mos管mp3的栅极连接所述mos管mp4的栅极，所述mos管mp4的源极连接电源；所述mos管mp4的漏极获得所述调制电流。23.再进一步地，所述mos管mn1、所述mos管mn3和所述mos管mn4的宽度比为1：b：b，其中b为mos管宽度与长度的的比值。24.再进一步地，通过设置所述基准电流源，设置所述可控器件的最小导通时间。25.根据本技术的第二方面，提供了dcdc转换器的控制模块，包括：26.振荡器，所述振荡器被配置为通过所述调制电流对电容进行充放电来产生设定频率的时钟信号；27.最小导通时间钳位电路，所述最小导通时间钳位电路如第一方面任意一种可能的实施方式所提供的最小导通时间钳位电路；所述最小导通时间钳位电路用于输出所述调制电流，使所述振荡器产生的时钟信号的频率满足设定要求；28.开关控制单元，所述开关控制单元用于根据所述时钟信号产生所述可控器件的开关信号，以控制所述可控器件的导通状态。29.根据本技术的第三方面，提供了一种dcdc转换器，所述可控器件电路包括高边器件和低边器件，采用高边器件和低边器件控制电能从输入端传输到输出端；30.以及控制电路，所述控制电路包括如第二方面任意一种可能的实施方式所提供的所述的dcdc转换器的控制模块，用于产生开关信号以控制所述高边器件和低边器件的导通状态。31.根据本技术的第四方面，提供了一种电子设备，包括如第三方面任意一种可能的实施方式提供的dcdc转换器。32.本技术所取得的有益技术效果：33.本技术提供的最小导通时间钳位电路，能够根据可控器件(如高边器件)的开启时间，通过充放电过程对可编程电流进行调制；通过设置基准电流源可以设置调制后的电流大小，可实现根据高边器件的开启时间hson自适应调整输出电流，进而能够设置dcdc转换器的第二最小导通时间min_on2即为设定阈值。34.本技术提供的dcdc转换器的控制模块，基于可控器件的开启时间，加入了最小导通时间钳位电路，获得了包括开关控制单元、最小导通时间钳位电路和振荡器的调频环路，当上管导通时间小于设定阈值时，该环路自适应调整系统的工作频率；使其系统在碰到第二最小导通时间min_on2的时候，自动降低开关频率，避免小占空比duty时触发到dcdc转换器的第一最小导通时间min_on1，让系统震荡。35.本技术提供的dcdc转换器能够在固定频率和调频模式之间自动平滑切换，不需要复杂的人为控制或根据输入输出电压预设工作频率，从而能够在更大的输入输出电压范围内工作。附图说明36.在此描述的附图仅用于解释目的，而不意图以任何方式来限制本技术公开的范围。另外，图中的各部件的形状和比例尺寸等仅为示意性的，用于帮助对本技术的理解，并不是具体限定本技术各部件的形状和比例尺寸。本领域的技术人员在本技术的教导下，可以根据具体情况选择各种可能的形状和比例尺寸来实施本技术。在附图中：37.图1为现有技术振荡器模块功能示意图；38.图2为本技术一实施例提供的振荡器频率调制原理示意图；39.图3为本技术一实施例提供的最小导通时间钳位电路的电路原理图；40.图4为本技术一实施例最小导通时间钳位电路调制起作用时候的调制电压输出点vmodulate电压的一个示意图；41.图5为本技术一实施例提供的dcdc转换器结构原理图；42.图6为本技术一实施例提供的电子设备示意图；43.附图标记：100-dcdc转换器、200-控制模块、210-最小导通时间钳位电路、220-振荡器、230-开关控制单元、110-高边器件、120-电感、130-低边器件、300-电子设备、2101-第一支路、2102-第二支路、2103-第三支路、2104-第四支路、2105-第五支路、2106-电源、2107-第一电流镜、2108-充放电模块、2109-第二电流镜、2110-第三电流镜、2111-第四电流镜、2112-基准电位点、2113-基准电流源、2114-调制电压输出点、2115-输出支路。具体实施方式44.为了使本技术领域的人员更好地理解本技术中的技术方案，下面将结合本技术实施例中的附图，对本技术实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本技术一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本技术中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本技术保护的范围。45.应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以直接耦合或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦合到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。46.本技术可以各种形式呈现，以下将描述其中一些示例。47.dcdc转换器也称为dcdc电源转换器或电压调节器。dcdc转换器的开关控制可采用电流模式控制(例如，峰值电流模式控制)，开关信号的开关频率是恒定的，开关频率由振荡器生成的时钟信号clk确定。振荡器可以使用现有的任何已知的振荡器电路来实现。48.传统峰值电流模式dcdc转换器可包括电流检测单元、斜坡信号产生单元、pwm比较器单元、误差放大器(ea)和控制电路。参考电压源连接误差放大器(ea)的正向输入端，dcdc转换器输出电压反馈信号连接误差放大器(ea)的负向输入端，误差放大器(ea)的输出端连接pwm比较器单元的反向输入端，pwm比较器单元的正向输入端分别连接电流检测单元和斜坡信号产生单元，pwm比较器单元的输出端连接控制电路，控制电路包括振荡器，振荡器产生设定频率的时钟信号，控制电路产生可控器件的开关信号。需要说明的是，峰值电流模式dcdc转换器的原理为现有技术，本技术不再详细描述。49.传统峰值电流模dcdc转换器的振荡器电路如图1所示。如图1所示，通过外部电路设置电流来确定系统的时钟频率，所以在固定频率下，可编程电流iprogram是一个固定的电流值，同理ccap电容是用于产生系统内部时钟的一个充放电的电容，也是固定值。50.由图1可以得出：51.iprogram*tclk＝ccap*vref＝常数ꢀꢀꢀ(i)52.其中tclk为系统时钟的固定频率，ccap为振荡器中的充电电容，vref为参考电压。53.峰值电流模经常是定频模式工作的首选，因为会产生一个固定频率的系统时钟tclk。振荡器产生的时钟频率固定，所以dcdc转换器的开关频率也固定。缺点是dcdc转换器在小占空比duty(导通时间与开关周期之间的比率通常被称为占空比)同时高频下工作时，上管(如图5中高边器件110)的开启时间hson会越来越短，上管容易碰到最小导通时间min_on，dcdc转换器系统工作不正常。因此需要使得dcdc转换器在小占空比同时高频下工作时，将高边器件110的开启时间hson限制在一个设定值。54.如图2所示，本技术考虑通过充放电过程对可编程电流iprogram进行调制获得调制电流，能够在小占空比同时高频下工作时将调制电流钳制在设定范围内，从而实现将高边器件110的开启时间hson限制在一个设定值。55.本技术具体实施例提供了最小导通时间钳位电路210，应用于dcdc转换器100，dcdc转换器100采用可控器件(包括高边器件110和低边器件130)控制电能从输入端传输给输出端，从而实现根据输入电压产生输出电压；dcdc转换器100通过高边器件110和低边器件130的开关动作控制电能转换。56.最小导通时间钳位电路210被配置为根据可控器件开启时间(可选地，如高边器件110的开启时间hson)，通过充放电过程对可编程电流iprogram进行调制获得调制电流icharge，以使得高边器件110的开启时间hson小于设定阈值时，调制电流icharge被钳制在设定范围内。调制电流icharge可用于对振荡器220中电容进行充放电来产生设定频率的时钟信号。57.本技术具体实施例通过最小导通时间钳位电路210，能够根据高边器件110的开启时间hson，通过充放电过程对可编程电流iprogram进行调制，通过设置基准电流源2113可以设置调制后的电流大小，实现根据高边器件110的开启时间hson自适应调整输出电流，进而能够设置dcdc转换器100的第二最小导通时间min_on2，第二最小导通时间min_on2即为设定阈值。58.具体实施例中，最小导通时间钳位电路210包括第一电流镜2107、电流镜单元、第一支路2101、第二支路2102和第三支路2103；59.第一电流镜2107将第一支路2101输入的可编程电流iprogram镜像到第三支路2103中；第二支路2102包括基准电流源2113和充放电模块2108，以及连接于基准电流源2113和充放电模块2108之间的mos管mp0；mos管mp0和充放电模块2108之间设置调制电压输出点2114；mos管mp0的栅极连接高边器件110的开启信号的反信号；第三支路2103包括mos管nm，mos管nm的栅极连接调制电压输出点2114；电流镜单元连接第三支路2103和充放电模块2108，电流镜单元用于获得调制电流icharge,并将调制电流icharge镜像反馈至充放电模块2108作为调制电压输出点2114的放电电流。60.在高边器件110开启时间hson内，通过第二支路2102中的基准电流源2113输出的电流iref对充放电模块2108进行充电，当充放电模块2108的充电电压满足设置时，mos管mp0作为开关导通。一般充放电模块2108中包括充电电容。本技术中通过第三支路2103对充放电模块2108的放电电流的反馈，获得充放电模块2108进行充电和放电的回路。61.在整个周期，即包括高边器件110开启时间hson和关闭时间hsoff内，通过充放电模块2108对调制电压输出点2114进行放电，获得调制电压vmodulate。mos管nm起调低充电电流的作用。62.通过电流镜单元(如可包括图3中示出的第二电流镜2109、第三电流镜2110和第四电流镜2111)将放电电流镜像出去获得调制电流icharge，并将调制电流icharge镜像反馈至充放电模块2108作为调制电压输出点2114的放电电流。通过设置基准电流源2113输出的电流iref，可以在高边器件110开启时间hson占空比小于设定阈值时，调制电流被钳制在设定范围内。63.如图3所示，图3为本技术一实施例提供的最小导通时间钳位电路210的电路原理图。第一电流镜2107包括：设置于第一支路2101的mos管mn0，mos管mn0的漏极连接mos管mn0的栅极，mos管mn0的漏极连接可编程电流iprogram；64.设置于第三支路2103的mos管mn2，mos管mn0的栅极连接mos管mn2的栅极；mos管nm的源极连接mos管mn2的漏极；mos管mn0的源极和mos管mn2的源极连接基准电位点2112。65.利用mos管nm调低充电电流，即mos管nm管把mos管mn2压进线性区，让mos管mn2镜像的mos管mn0的iprogram减小。当调制电压vmodulate电压减低到一个稳定电压时，通过mos管mn2镜像的小于iprogram的电流也达到稳定，进而系统的频率也降低到一个稳定的值。66.具体实施例中，基准电位点2112包含被供给基准电位(例如大地电位)的布线。电源2106电压大于基准电位电压。67.可选地，在一些实施例中，充放电模块2108包括第一充电电容cm和mos管mn1；电流镜单元通过mos管mn1实现调制电流icharge镜像反馈；68.mos管mn1的漏极连接第一充电电容cm的一端；69.mos管mp0的漏极连接mos管mn1的漏极，mos管mp0的源极连接基准电流源2113；70.第一充电电容cm的另一端和mos管mn1的源极连接基准电位点2112。71.可选地，在一些实施例中，电流镜单元包括第二电流镜2109、第三电流镜2110和第四电流镜2111；最小导通时间钳位电路210还包括第四支路2104、第五支路2105以及输出支路2115；第一电流镜2107、第二电流镜2109、第三电流镜2110和第四电流镜2111为共源共栅电流镜；72.第二电流镜2109将第三支路2103中的电流镜像到第四支路2104中；第三电流镜2110将第四支路2104中的电流镜像到第五支路2105中，第四电流镜2111将第五支路2105中的电流镜像获得调制电流icharge，调制电流icharge通过输出支路2115输出；其中第三电流镜2110的共栅极连接mos管mn1的栅极，与mos管mn1形成了电流镜，将调制电流icharge镜像反馈到充放电模块2108。73.第二电流镜2109包括设置于第三支路2103的mos管mp1和设置于第四支路2104的mos管mp2，第三电流镜2110包括设置于第四支路2104的mos管mn3和设置于第五支路2105的mos管mn4，第四电流镜2111包括设置于第五支路2105的mos管mp3和设置于输出支路2115的mos管mp4。74.具体地，如图3所示，mos管mp1的源极连接电源2106，mos管mp1的漏极连接mos管nm的漏极，mos管mp1的栅极连接mos管mp1的漏极；75.mos管mp2的栅极连接mos管mp1的栅极；mos管mp2的源极连接电源2106；mos管mn3的漏极连接mos管mn3的栅极，mos管mn3的漏极连接mos管mp2的漏极，mos管mn3的栅极连接mos管mn1的栅极；mos管mn4的栅极连接mos管mn3的栅极；mos管mp3的源极连接电源2106，mos管mp3的漏极连接mos管mp3的栅极，mos管mp3的漏极连接mos管mn4的漏极；mos管mp4的源极连接mos管mp3的源极，mos管mp4的栅极连接mos管mp3的栅极，mos管mp4的漏极输出电流icharge；76.mos管mn0的源极、第一充电电容cm的另一端、mos管mn1的源极、mos管mn2的源极、mos管mn3的源极以及mos管mn4的源极连接基准电位点2112(如地gnd)。77.通过调节mos管nm的栅极即调制电压输出点2114调制电压vmodulate来调节对振荡器220osc中电容的充电电流iprogram。iprogram为可编程电流，是通过外部电路设置的电流。最小导通时间钳位电路210能够实现电流调制功能(如图2中示出的modulator)，把输入的可编程电流iprogram调制成输出电流icharge对振荡器220中osc电容即第二充电电容ccap充电。78.具体实施例中，可选地，可编程电流iprogram由外部电阻设定。79.可选地，基准电流源2113是镜像的一个基准电流源，基准电流源2113的目的是控制系统设置的第二导通时间min_on2的时间长度。80.在上管开通期间，基准电流源2113对第一充电电容cm充电，在整个时钟周期内，都有kicharge的电流对第一充电电容cm放电。81.如图3所示，mosfet的宽度比为：mn1：mn3：mn4＝1：b：b，b为mos管宽度与长度的比值，其他电流镜都是取得相同尺寸，所以这里的放电电电流倍数k＝1/b。82.mos管mp0作为开关，在高边器件110的开启时间hson期间导通，实现对第一充电电容cm进行充电。在整个周期(包括高边器件110的开启时间hson和关闭时间hsoff)内利用mos管mn1对提供调制电压vmodulate的调制电压输出点2114进行放电。83.所以在一个周期内的调制电压vmodulate的变化量为：[0084][0085]当δvmodulate》0时，调制电压vmodulate会被逐渐冲高，最终使mos管nm完全开启，这个时候有：icharge＝iprogram；这种工作状态下，开关频率也就是外部电阻设定的时钟频率。[0086]当外部电源2106vin升高或dcdc转换器100输出电压vout降低，高边器件110的开启时间hson逐渐减小到第二最小导通时间min_on2时，δvmodulate＝0，这个时候调制电压vmodulate就稳定在一个相对低的电压值，把mos管mn2压进线性去，这个时候有：icharge《iprogram。[0087]结合公式(i)，当δvmodulate＝0可以得到：[0088][0089][0090]此时的高边器件110的开启时间hson就是设定的第二最小导通时间min_on2：[0091]通过公式(iv)表明，通过设定合适的基准电流源2113，可以得到系统期望的第二最小导通时间min_on2，[0092][0093]由公式(iv)，并且系统对振荡器220的充电电流icharge减小了，所以时钟周期tclk变长了，系统的开关频率降低了，降低到高边器件110的开启时间hson为设定的第二最小导通时间min_on2的一个频率上。[0094]如图4所示，调制电压vmodulate每个周期充放电有纹波存在，同时通过mos管nm控制输出电流icharge的电流增益会很大，会导致环路不稳定。所以具体实施例中，可加入电阻rm降低环路增益，即mos管nm的源极通过电阻rm连接mos管mn2的漏极；能够加大电压vmodulation到输出电流icharge的线形度，即电压vmodulation在整个周期波动范围内都良好线形度。[0095]现有一些dcdc转换产品中的控制方案，会通过比较输入和输出的电压比例来实现分段降低频率(即分段降频)的控制方法。这种方法的缺点就是dcdc的工作频率不能运用到极致。比如一个固定的高的输入电压和偏低的输出电压，并且频率也设置在一个对于系统当前配置下，超高了的频率。所以既然当前的频率设置偏高，所以要使其系统稳定，必须要降低开关工作频率。由于最小开启时间min_on的限制，假设dcdc环路可以降低频率到500k的时候，环路就可以稳定工作。但是分段降频是让此系统在400k或300k的频率下工作。[0096]图5为本技术一实施例提供的dcdc转换器100结构原理图，如图3所示，本技术实施例还提供了dcdc转换器100的控制模块200，包括：[0097]振荡器220，振荡器220被配置为通过调制电流icharge对第二充电电容ccap进行充放电来产生设定频率的时钟信号；[0098]如以上实施例的最小导通时间钳位电路210用于输出调制电流icharge，使振荡器220产生的时钟信号的频率满足设定要求；[0099]开关控制单元230，开关控制单元230用于产生高边器件110和低边器件130的开关信号以控制高边器件110和低边器件130的导通状态。[0100]如图2所示，具体地，振荡器220包括连接于电源2106和基准电位点2112之间的电流源2113和第二充电电容ccap，电流源输出的是基于可编程电流经过调制后获得的调制电流；nmos开关管，并联于第二充电电容ccap的两端，用于提供电容的放电路径；比较器，用于将电流源和第二充电电容ccap之间连线上节点的电压和参考电压vref进行比较，以生成时钟信号。[0101]本技术提供地dcdc转换器100在碰到第二导通时间min_on2，转换器自动降低开关频率来维持环路的正常工作。[0102]本技术还提供了一种dcdc转换器100，包括：[0103]可控器件电路，可控器件电路包括高边器件110和低边器件130，采用高边器件110和低边器件130控制电能从输入端传输给输出端，从而实现根据输入电压产生输出电压；[0104]控制电路，控制电路包括如以上的dcdc转换器100的控制模块200。[0105]如图5所示，dcdc转换器100包括可控器件电路，可控器件电路包括高边器件110m1和低边器件130m2，高边器件110m1和低边器件130m2串联在输入端和接地端之间，电感120lx连接在高边器件110m1和低边器件130m2的中间节点和输出端vout之间，输出电容cout连接在输出端和接地端之间。dcdc转换器100的输入端连接输入电压vin，输出端提供输出电压vout。其中高边器件110m1和低边器件130m2可采用mos管。[0106]可以理解的是，图5示出的dcdc转换器100的控制模块200可以仅为峰值电流模式dcdc转换器100的控制电路的一部分，在其他实施例中可包括图中并未示出控制环其它结构，如误差放大器(ea)等。[0107]如图5所示，开关控制单元230用于向高边器件110m1和低边器件130m2输出开关控制信号，开关控制信号包括高边器件110m1的开启时间hson控制信号、关闭时间hsoff控制信号、低边器件130m2的开启时间lson控制信号，以及低边器件130m2的关闭时间lsoff控制信号。[0108]本技术合理提出一种当dcdc转换器100工作在最小导通时间min_on的情况下，系统不是工作在次谐波震荡下，而是能够稳定工作的一种电路。核心思想是，在系统内部设定两个最小导通min_on的时间，第一最小导通时间min_on1就是常规的，通常意义上由电路本身决定的能够做到的最小的导通时间min_on，上管的最小导通时间。另一个第二最小导通时间min_on2，是设置的一个时间，一般情况下，会让第二最小导通时间min_on2比第一最小导通时间min_on1大50％的时间。当固定输出电压，vin电压升高的过程中，上管打开时间就会越来越小，当小到上管只是打开一个第二最小导通时间min_on2的时间的情况下，系统就不再进一步减小上管导通时间来调低上管导通时间的占空比，而是通过降低频率来满足系统需要的占空比。由于上管导通时间钳位在第二最小导通时间min_on2，每一个周期cycle的峰值电流也是固定的，这个时候误差放大器(ea)的输出将会稳定在对应于此时峰值电流的一个有效输出上，环路稳定，系统正场工作，输出电压稳定，不会震荡。[0109]因为通过引入最小导通时间钳位电路210，能够对可编程电流iprogram进行调制，降低了时钟频率，同时被引入到dcdc的控制环路中，为了两个环路之间不要相互影响，通常也需要把第一充电电容cm取一个偏大的值，或则说让调制电压vmodulate变化足够慢，以满足调制电路的带宽远小于开关频率。dcdc转换器100加入的调制电路调频环和误差放大器(ea)控制的环路一起工作，误差放大器(ea)的输出控制系统的负载电流，加入的调频环控制输出电压。[0110]本技术在dcdc转换器100中加入一个包括最小导通时间钳制电路的调频环路，获得了包括最小导通时间钳位电路210、振荡器220和开关控制单元230的调频环路，能够有效的解决传统结构遇到小占空比的时候，环路开环或者需要手动分段调整系统工作频率，导致输出电压精度变差的问题；[0111]本技术提供的dcdc转换器100能够在固定频率和调频模式之间自动平滑切换，不需要复杂的人为控制或根据输入输出电压预设工作频率，从而能够在更大的输入输出电压范围内工作。[0112]本技术实施例还提供了一种电子设备300，如图6所示，包括如以上的dcdc转换器100。[0113]应该理解，以上描述是为了进行图示说明而不是为了进行限制。通过阅读上述的描述，在所提供的示例之外的许多实施例和许多应用对本领域技术人员来说都将是显而易见的。因此，本教导的范围不应该参照上述描述来确定，而是应该参照前述权利要求以及这些权利要求所拥有的等价物的全部范围来确定。出于全面之目的，所有文章和参考包括专利申请和公告的公开都通过参考结合在本文中。在前述权利要求中省略这里公开的主题的任何方面并不是为了放弃该主体内容，也不应该认为申请人没有将该主题考虑为所公开的申请主题的一部分。









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